Amplificatore audio da 100W

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Corso di
Laboratorio di Elettronica
a.a 2005-2006
PROGETTAZIONE E REALIZZAZIONE DI UN
AMPLIFICATORE AUDIO DA 100W
Docente del corso:
Studenti:
Ing. Carmine Abbate
Della Grotta Federico
Serapide Emilio
Laboratorio di Elettronica a.a. 2005-2006
Della Grotta Federico Serapide Emilio
Indice
Introduzione
pag. 4
Capitolo 1 Stadio di ingresso
pag. 5
1.1 Caratteristiche stadio di ingresso
pag.
5
1.2 Stadio differenziale
pag.
6
1.3 Circuito di polarizzazione
pag.
10
Capitolo 2 Stadio Intermedio
pag. 12
Capitolo 3 Stadio di potenza
pag. 13
3.1 Principali parametri dello stadio di potenza
pag.
13
3.2 Classi di funzionamento
pag.
15
3.3 Amplificatore in classe AB
pag.
19
pag.
pag.
20
21
3.3.1 Distorsione d’incrocio
3.3.2 Tecniche per ridurre la distorsione d’incrocio
Capitolo 4 Dissipatori termici
pag. 26
Capitolo 5 Circuiti Stampati
pag. 29
5.1 Tipologia di circuiti stampati
pag.
29
5.2 Il processo di fabbricazione di un PCB
pag.
30
5.3 La progettazione di un PCB
pag.
32
Capitolo 6 Progetto e collaudo
6.1 Simulazione Spice
pag.
35
6.2 Dimensionamento del dissipatore
pag.
38
6.3 Dimensionamento dell’alimentatore ausiliario
pag.
40
6.4 Dimensionamento del circuito di protezione
pag.
42
pag.
pag.
42
43
6.5 PCB
pag.
45
6.6 Verifiche sperimentali sul progetto
pag.
47
6.4.1 Circuito di comando
6.4.2 Protezione DC e Termica
Indice
pag. 35
2
Allegati
Indice
Allegato 1 BC546
pag. 51
Allegato 2 BC556
pag. 55
Allegato 3 TIP 115/117
pag. 59
Allegato 4 MJE15034/MJE 15035
pag. 65
Allegato 5 MJL21193/MJL21194
pag. 71
Allegato 6 Dissipatore per TO220
pag. 76
Allegato 7 Dissipatore con ventola
pag. 77
Allegato 8 Isolante elettrico
pag. 79
Allegato 9 NTC
pag. 80
3
Introduzione
L’amplificatore è quel dispositivo elettronico che varia l’ampiezza del segnale applicato al suo
ingresso, al fine di aumentare il valore del segnale medesimo. Si definisce amplificatore ideale quel
dispositivo che riproduce esattamente quello che ha ricevuto in entrata. Purtroppo non esiste un
amplificatore capace di aumentare un segnale senza modificarlo almeno in minima parte.
In generale i segnali disponibili alle sorgenti risultano essere inadeguati a comandare attuatori, per
cui si rende necessaria un’amplificazione del segnale. In particolari applicazioni, tra cui
applicazioni audio, l’amplificazione fornita da un singolo componente attivo (transistor) risulta
insufficiente. In questo caso è necessario ricorrere ad una configurazione amplificatrice a due o più
stadi disposti in cascata, ovvero connessi in modo che l’uscita di ciascuno stadio funga da sorgente
di segnale per lo stadio successivo.
Stadio di
ingresso
Introduzione
Stadio di
amplificazione
intermedia
Stadio finale o
di potenza
4
Capitolo 1
Stadio di Ingresso
1.1 Caratteristiche dello stadio di ingresso
Le caratteristiche dello stadio di ingresso sono:
-
Impedenza di ingresso: poiché i trasduttori forniscono segnali aventi livello di tensione
molto piccolo e potenza debolissima, particolare cura deve essere posta nell’adattamento di
impedenza tra il trasduttore o sorgente audio e l’amplificatore. I metodi di adattamento sono:
1. con Rs << Rin e in questo caso il trasferimento di segnale avviene in tensione;
2. con Rs = Rin in questo caso il trasferimento del segnale avviene in potenza
dove
Rs è la resistenza interna del trasduttore o della sorgente audio
Rin e la resistenza di ingresso dell’amplificatore.
-
Basso rumore: l’amplificatore pilota, essendo il primo stadio di una catena amplificatrice, è
interessato da segnali di ingresso assai deboli e deve introdurre la minima quantità di
rumore, in effetti il rumore generato dai primi stadi viene amplificato dai successivi,
peggiorando il rapporto segnale/disturbo; inoltre, su segnali molto deboli, è facile dar luogo,
anche con rumori deboli, a rapporti segnale/disturbo inaccettabili.
-
Bassa distorsione: se lo stadio pilota introduce distorsioni, queste vengono amplificate
dallo stadio di potenza, con l’effetto di ulteriore peggioramento. Peraltro, dato che le
potenze in gioco nello stadio pilota non sono rilevanti, non si richiedono rendimenti elevati,
non esistono quindi motivi per avere distorsioni.
-
Risposta in frequenza: normalmente lo stadio pilota viene progettato per una banda
passante più elevata dello stadio di potenza ; in tal modo le frequenze di taglio dell’intero
sistema dipendono solo da quest’ultimo.
Capitolo 1: Stadio di Ingresso
5
1.2 Stadio Differenziale
Lo stadio di ingresso del nostro amplificatore è costituito da una struttura differenziale, del tipo
riportato in figura 1.1 , e realizzato a livello discreto.
Figura 1.1 - Schema elettrico dello stadio differenziale
I motivi per cui abbiamo scelto questa configurazione come stadio di ingresso sono molteplici.
Un primo motivo è che è molto immune al
I
rumore: una corrente variabile in prossimità del
circuito induce nello stesso un certo rumore; se
l’uscita è proporzionale alla differenza tra le
tensioni di ingresso il rumore si elide.
V+
Ad
Vo
V-
Un altro vantaggio di questa struttura è che ci
consente di accoppiare il carico senza l’utilizzo
di capacità, cosa molto utile soprattutto a livello
Figura 1.2. – Schematizzazione del Differenziale
integrato in cui una capacità occupa un’area estesa.
6
Facendo uno studio a piccolo segnale dello stadio differenziale si può facilmente capire come si
comporta questo circuito per segnali differenziali. Si può ricavarne il guadagno differenziale
ottenendo:
Ad diff = − Rc ⋅ gm
dove
gm =
IC
VT
e rappresenta il guadagno di transconduttanza del transistor.
Se consideriamo la tensione di uscita Single-ended il guadagno sarà esattamente la metà:
Ad se = −
Rc ⋅ gm
2
Possiamo anche calcolare quanto vale la resistenza di ingresso:
Ridiff = 2 ⋅ rπ = 2
β
gm
=2
βVT
Ic
Notiamo subito che il guadagno è limitato dal tipo di transistore attraverso la massima corrente
di collettore (gm) e dalla resistenza Rc. Al fine di aumentare questo l’aumento di gm comporta
una diminuzione della resistenza di ingresso mentre l’aumento della Rc è limitato dalla potenza
da dissipare e dall’escursione massima.
Per quanto riguarda l’analisi di segnali di modo comune quali ad esempio il rumore, si
determina il guadagno di modo comune, considerando l’uscita single-ended, come:
Acmse =
Vo
Rc
Rc
≅−
=−
Vcm
re + 2 R
2R
dove R è la resistenza interna del generatore di corrente, cioè la resistenza di uscita dello
specchio. Si nota che si ha un Acm basso se la R è alta, cioè dipende dalla resistenza di uscita
dello specchio. Ecco quindi il vantaggio di utilizzare come polarizzazione uno specchio di
corrente ad elevate prestazioni.
Se si ha perfetta simmetria dello stadio differenziale (Rc uguali e β uguali), per un segnale di
modo comune, che è lo stesso in entrambi gli ingressi, l’uscita differenziale sarà nulla.
Si definisce a questo punto il CMRR (Common Mode Rejection Ratio) come:
CMRR =
Ad
Acm
7
Quindi più è alto questo fattore e meglio risponde l’amplificatore per segnali differenziali
(vengono amplificati molto) e di modo comune (vengono amplificati poco).
-
Nel caso di uscita s.e. questo vale:
CMRR =
-
Ad
= gm ⋅ R
Acm
Nel caso di uscita differenziale questo può essere notevolmente aumentato per i
motivi descritti in precedenza.
Nelle applicazioni in cui l’uscita deve essere riferita a massa solitamente si preferisce avere due
stadi di amplificazione: un primo stadio di pre-amplificazione con uscita differenziale e il
secondo stadio finale con uscita single-ended. In questo modo rendendo quanto più simmetrico
possibile il primo stadio si riescono a diminuire i segnali di modo comune e quindi ad evitare
che vengano amplificati dagli stadi successivi.
Il nostro amplificatore, essendo un finale audio, è composto da uno stadio di ingresso
differenziale ad uscita single-ended come riportato in figura 1.2.
Figura 1.3 - Stadio di ingresso differenziale
8
Dalla figura si notano alcuni particolari non descritti prima:
• il filtro passa-basso R1C9 serve a limitare la banda del segnale di ingresso e quindi eliminare
rumori ad alta frequenza;
⎧ R1 = 2.2k
con ⎨
si ha una frequenza di taglio superiore di circa 330kHz .
⎩C 9 = 220 p
• Si dimensiona la resistenza dello specchio R8 in modo da avere una corente di polarizzazione Io
di circa 2mA:
⎡Vled
⎛ Io ⎞⎤ αVT
R8 = ⎢
− ln⎜ ⎟⎥ ⋅
= 585,6Ω ⇒ 560Ω
⎝ Is ⎠⎦ Io
⎣ VT
• Si dimensionano le resistenze sul differenziale in modo da avere un guadagno single-ended di
10V/V:
Ad se = −
Rc ⋅ gm
2
Rc ⋅ Ic
= 10
2VT
Rc = 515Ω ⇒ 560Ω (valore commerciale)
Inoltre si nota che l’ingresso è differenziale. Il secondo ingresso è stato utilizzato per riportare
un segnale di retroazione sia statica che dinamica; la retroazione DC è necessaria al fine di avere
una tensione continua nulla sul carico ed evitare il danneggiamento dell’altoparlante, mentre la
retroazione AC, data da C6, riduce la distorsione e linearizza la risposta dell’amplificatore nella
banda di interesse.
Dalla simulazione effettuata in Spice si nota il comportamento dello stadio di ingresso, per
segnali differenziali (fig1.2.2) e di modo comune (fig1.2.3), in funzione della frequenza.
10
5
0
100mHz
1.0Hz
V(Q1:c)/ V(V2:+)
10Hz
100Hz
1.0KHz
10KHz
100KHz
1.0MHz
10MHz
Frequency
Figura 1.4 – Risposta in frequenza dello stadio di ingresso differenziale
9
In figura 1.4 si nota che il guadagno di centro banda non è proprio 10V/V in quanto c’è il filtro
in ingresso che comporta una attenuazione della tensione di base di Q1 rispetto alla tensione di
ingresso.
100
50
0
100mHz
1.0Hz
1/V(Q1:c)
10Hz
100Hz
1.0KHz
10KHz
100KHz
1.0MHz
10MHz
Frequency
Figura 1.5 - Guadagno di modo comune al variare della frequenza
In figura 1.5 si nota che per le alte frequenze l’amplificatore ha problemi per quanto riguarda i
segnali di modo comune: si ha un ripido aumento del guadagno. Passando ad uno studio nel
dominio di Laplace si deduce che questo è dato dalla resistenza dello specchio e dalla sua
capacità parassita le quali pongono un’azione passa alto. Essendo la banda del nostro
amplificatore limitata, questo fatto non comporta problemi.
1.3 Circuito di Polarizzazione
Il circuito di polarizzazione ( Io ) può essere costituito da uno
Specchio di Corrente come riportato in figura. Questo
riproduce in uscita una corrente che rispecchia quella di
riferimento Iref e quindi si può regolare questa dimensionando
opportunamente la Rref come:
Rref =
Vcc − Vbe
Iref
Figura 1.6 - Circuito di polarizzazione,
Specchio di corrente
10
Il vantaggio di usare come polarizzazione un circuito del genere al posto di una semplice
resistenza sta nel fatto che lo specchio può avere una resistenza di uscita elevata.
Nel nostro progetto si è scelto un particolare specchio, lo specchio di Widlar, il quale ha una
resistenza di uscita molto grossa e, essendo che il punto di funzionamento a riposo è fisso,si è
scelto di polarizzare lo specchio con un Led il quale ha
una tensione di polarizzazione fissata a 1,8V.
Si può calcolare il valore della R8 in funzione della
VDIODO e della Io come:
⎡Vdiodo
⎛ Io ⎞⎤ αV
− ln⎜ ⎟⎥ ⋅ T
R8 = ⎢
⎝ Is ⎠⎦ Io
⎣ VT
Figura 1.7 - Circuito di
polarizzazione, Specchio di Widlar
11
Capitolo 2
Stadio Intermedio
Lo stadio intermedio è costituito dal Bjt Q5 in configurazione ad emettitore comune come
riportato in figura 2.1.
Questo stadio consente l'adattamento, allo stadio
finale, del segnale proveniente dal differenziale. Ha
un guadagno pari alla gm del transistore moltiplicata
per la relativa resistenza vista sul collettore di Q5.
Inoltre Q5 fornisce la corrente necessaria al
moltiplicatore di Vbe. Tale circuito è necessario per
polarizzare i transistori di potenza in modo da
eliminare la distorsione di cross-over.
La capacità C17 ha il compito di stabilizzare in
frequenza il circuito. Facendo un’analisi del sistema,
sicuramente vi saranno poli a parte reale positiva che
possono portare in oscillazione il sistema. Inserendo
una capacità di valore adeguato si va ad inserire un
polo dominante che rende stabile il sistema.
Figura 2.1 - Stadio di amplificazione
intermedia
Sfruttando il teorema di Miller, cioè mettendo la capacità tra ingresso ed uscita di questo stadio,
si riesce ad utilizzare una capacità di modesto valore risparmiando quindi sull’ingombro.
Daltrocanto la capacità C17 determina la frequenza di taglio superiore dell’amplificatore.
La capacità C10 è utilizzata per riportare una parte della retroazione AC sullo stadio intermedio
stabilizzando quindi la dinamica di questo.
Capitolo 2: Stadio Intermedio
12
Capitolo 3
Stadio di potenza
Lo stadio di potenza, o stadio finale inteso come ultimo elemento della catena di amplificazione
ha lo scopo di fornire potenza al carico. Questo riceve in ingresso un segnale già amplificato in
tensione, trasferendolo al carico con la stessa ampiezza ma amplificato in corrente.
3.1 Principali parametri dello stadio di potenza
I parametri principali che definiscono i limiti di funzionamento e progetto di uno stadio di
potenza sono:
-
Rendimento: per rendimento di un sistema, si intende il rapporto tra la potenza che esso
cede al carico e quella che gli viene introdotta attraverso l’alimentazione ed il segnale di
comando.
η=
Pout
Pcc
Nel caso ideale, la potenza uscente è uguale alla somma di quelle entranti ed il rendimento è
unitario. In pratica questo non è possibile, ovvero Pout risulta sempre inferiore a Pcc ed è
η < 1 . La differenza tra la potenza entrante e quella uscente rappresenta la potenza PD, che si
dissipa all’interno dell’amplificatore di potenza. Esistono due ragioni fondamentali per cui
questa potenza risulta minima, ovvero il rendimento massimo:
1. quando le potenze in gioco sono elevate, è bene che tutta la potenza spesa dia luogo ad
effetti utili e non venga dispersa, per ovvie esigenze di risparmio energetico.
2. la potenza non utilizzata si dissipa sotto forma di calore, interessando principalmente i
componenti attivi. L’aumento della temperatura modifica le caratteristiche di
comportamento dei componenti attivi, peggiorando la qualità di lavoro e giungendo a
danneggiarli in modo irreparabile, se si supera la massima temperatura di giunzione
(≈ 150°C). Inoltre, le elevate temperature di funzionamento, specie se in regime
variabile, accorciano notevolmente la vita media dei componenti. In pratica si cerca di
salvaguardare i componenti di potenza dato il costo assai elevato in alcuni casi.
Capitolo 3: Stadio di Potenza
13
Tutto ciò produce l’esigenza di dissipare il calore prodotto dalla potenza non utilizzata, con
mezzi aggiuntivi (dissipatori o sistemi di raffreddamento a circolazione di fluido) che
aumentano la complessità ed il costo degli apparati di potenza.
-
Condizioni di massimo trasferimento di potenza: il parametro degli amplificatori di
potenza è, come ovvio, la potenza trasferita al carico. La condizione ottimale per il
trasferimento di potenza tra un amplificatore con resistenza di uscita Ro, ed un attuatore con
resistenza generica RL, può essere ottenuto in due modi:
1. con Ro = RL: condizione generalmente impiegata negli accoppiamenti a trasformatori;
oppure altri casi:
2. con Ro << RL: quest’ultima condizione è adottata nella maggior parte dei casi e porta
all’impiego di amplificatori aventi resistenza di uscita molto bassa.
-
Risposta in frequenza: la risposta in frequenza è legata al tipo di attuatore pilotato
dall’amplificatore di potenza, ad esempio:
1. i motori richiedono all’amplificatore una risposta in frequenza dalla continua sino a
frequenze superiori non molto elevate;
2. gli altoparlanti ed in genere i sistemi audio, richiedono una banda di frequenza
quantomeno eguale (o più ampia, specie verso le frequenze alte) a quella del segnale
acustico, che varia nell’intervallo 16 Hz ÷ 20kHz.
-
Linearità: l’obbiettivo di portare al massimo il rendimento, comporta l’elongazione del
segnale in tutta la zona di lavoro consentita per i componenti attivi che presentano, agli
estremi ti tale zona, comportamenti non lineare. Da ciò segue che gli amplificatori di
potenza sono sede di distorsione di non linearità, la quale introduce la presenza di armoniche
di frequenza multipla rispetto a quella del segnale. La distorsione di non linearità ha effetti
diversi a seconda dell’attuatore che l’amplificatore di potenza pilota.
-
Ad esempio:
1. le armoniche di ordine superiore dovute alla distorsione di non linearità, sono causa di
surriscaldamento del nucleo ferromagnetico nel caso di motori;
2. nel campo audio, la non linearità pone il problema della qualità del suono, a causa della
notevole sensibilità che l’orecchio umano ha nei confronti della distorsione di non
linearità.
14
3.2 Classi di funzionamento
La divisione degli amplificatori di potenza in base alla classe di funzionamento, è legata alla
condizione di polarizzazione e lavoro dei componenti attivi che costituiscono gli amplificatori
medesimi ed alla tecnica con cui viene ottenuta l’amplificazione di potenza. In tal senso, occorre
compire una distinzione fondamentale tra due tipi di amplificazione:
-
Funzionamento analogico: questo tipo di amplificatore fruisce in pratica di amplificazioni
ottenibili mediante i componenti attivi a tecnologia unipolare o bipolare, che realizzano
l’amplificazione attraverso lo spostamento del punto di lavoro lungo la retta di carico
all’interno della zona attiva, per effetto di comando del segnale di ingresso. Un componente
attivo da luogo a circolazione di corrente di segnale nella maglia d’uscita dell’amplificatore
di cui fa parte, in funzione della posizione del punto di lavoro sulla retta di carico. Nel caso
di amplificatori a funzionamento analogico, si definisce quindi classe di funzionamento, la
condizione di polarizzazione del componente attivo e la conseguente circolazione di
corrente nel carico. Le classi di funzionamento analogico sono: A, B, AB, C.
-
Funzionamento Switching: in questo tipo di funzionamento non si fa uso delle
caratteristiche di amplificazione di componenti attivi, ma di un particolare procedimento
(PWM: Pulse Width Modulation), che consente di modificare il valor medio di un’onda
quadra, in base alla modifica del rapporto tra la durata di permanenza allo stato alto e quella
dell’intero periodo dell’onda (duty cycle). I componenti attivi in questo caso funzionano
come interruttori (switch) che, per effetto del comando (di bassa potenza) del segnale da
amplificare, passano dalla saturazione all’interdizione (e viceversa), controllando potenze di
notevole entità. La classe di funzionamento degli amplificatori switching è detta classe D.
Dopo aver fatto differenza sulla tecnica di amplificazione dei segnali si analizzano brevemente le
classi di funzionamenti di cui sopra.
Classe A: in un amplificatore polarizzato per funzionare in classe A, il punto di lavoro viene tenuto,
a riposo, al centro del tratto lineare della retta di carico e, per effetto del segnale di ingresso, si
sposta sulla medesima dalla saturazione alla interdizione e viceversa. Nella polarizzazione in classe
A, si ha circolazione di corrente di segnale nella maglia d’uscita in ogni punto della forma d’onda
del segnale d’ingresso. Si suole dire che l’angolo di circolazione della corrente di segnale nella
15
maglia di uscita è 360°, intendendo che per tutto il periodo del segnale d’ingresso, vi è corrente di
segnale al carico. La classe A, da luogo alla minima distorsione ma ha come svantaggio quello di
avere un rendimento molto basso.
Figura 3.1 - BJT polarizzato in classe A con specchio di corrente
Con riferimento alla figura 3.1 in cui si evidenzia il transistore Q1 polarizzato in classe A e il
transistore Q2, detto anche specchio di corrente, il quale ha il compito di polarizzare
Q1,supponendo un ingresso sinusoidale si ha che:
vout = vin − Vbe = vin − 0,7V ⇒ vout = Vout * sen(ωt )
⎛ 1 vout 2 ⎞
⎜⎜
⎟
2 RL ⎟⎠
PL
⎝
=
η=
Pcc (2 * Vcc * Ic0 )
dove:
PL è la potenza fornita al carico
PCC è la potenza fornita dall’alimentazione
IC0 è la corrente che circola nel collettore in assenza di segnale di ingresso
Vin = 0 ⇒ Vout = 0 ⇒ Ic = Ic0 ⇒ Pdiss = 2Vcc * Ic0 ⇒ Ic0 = Vcc
RL
sostituendo quanto trovato nella relazione del rendimento si ha:
1 vout 2 RL
η=
4 RL Vcc 2
ma dal momento che la tensione di uscita non può superare la tensione di alimentazione risulta che:
η=
1
⇒ 25%
4
Classe B: in un amplificatore polarizzato per funzionare in classe B, il punto di lavoro viene tenuto,
a riposo, in corrispondenza dell’interdizione sulla retta di carico. È evidente che, se il segnale
d’ingresso impone elongazioni simmetriche nell’intorno della condizione di riposo, si ottiene
16
circolazione di corrente nella maglia di uscita per tutti i segnali che spostano il componente verso la
saturazione; per i valori che lo spostano verso l’interdizione, non si ha corrente nella maglia di
uscita. Si suole dire che l’angolo di circolazione della corrente di segnale nella maglia d’uscita è
180°, intendendo che vi è corrente di segnale al carico soltanto per un semiperiodo del segnale
d’ingresso, la circolazione della corrente per gli altri 180° è affidata al transistore complementare.
La classe B, produce distorsioni inaccettabili, in quanto priva il segnale di una parte
d’informazione, che si trova al di sotto dell’asse delle ascisse. La classe B offre notevoli vantaggi
rispetto alla classe A, in termini di rendimento.
Figura 3.2 - BJT polarizzati in classe B
Con riferimento alla figura 3.2, dove si evidenzia la coppia a simmetria complementare di
transistori, supponendo un ingresso sinusoidale si ha che:
vout = vin − Vbe = vin − 0,7V ⇒ vout = Vout * sen(ωt )
η=
PL
Pcc
dove:
PL è la potenza fornita al carico
PCC è la potenza fornita dall’alimentazione
Per determinare la potenza fornita dall’alimentazione bisogna determinare il valor medio della
potenza dell’alimentazione. Con riferimento a quella positiva si ha:
Pcc + =
2π
1
Vcc 2
1
Vcc ∫ Pc(t )dt = VccIc max =
2π
π
πRL
0
quindi la potenza totale è:
2Vcc 2
Pcc = 2 * Pcc =
πRL
+
17
sostituendo quanto trovato nella relazione del rendimento si ha:
η=
π vout 2 RL
4 RL Vcc 2
ma dal momento che la tensione di uscita non può superare la tensione di alimentazione risulta che
il rendimento medio è:
η=
π
4
⇒ 78,5%
Volendo calcolare la potenza dissipata si ha:
2 Vcc * Vo 1 Vo 2
Pdiss = Pcc − PL =
−
π RL
2 RL
da cui possiamo ricavare il massimo cha vale:
∂Pcc 2 Vcc Vo
2
=
−
= 0 ⇒ V 0 = Vcc
V0
π RL RL
π
sostituendo quanto trovato nella relazione del rendimento si ha che in corrispondenza della massima
potenza dissipata quest’ultimo scenda al 50%.
Classe AB: la classe AB è una diretta conseguenza della classe B, il componente attivo, anziché
essere polarizzato alla interdizione è polarizzato in leggera conduzione, in una condizione
intermedia tra quelle relative alle classi A e B rispettivamente. La polarizzazione in classe AB
consente di ridurre notevolmente un particolare tipo di distorsione, detta d’incrocio o cross-over,
che insorge nel funzionamento in classe B «pura» negli attraversamenti per lo “0”. Si osserva che
per questa particolare polarizzazione l’angolo di circolazione della corrente è compresa tra 180° e
360° e il rendimento risulta essere intermedio tra quello della classe A e quello della classe B.
Classe C: in un amplificatore polarizzato per funzionare in classe C, il componente viene tenuto, a
riposo, in corrispondenza di una forte interdizione. Se il segnale di ingresso impone elongazioni
simmetriche nell’intorno della condizione di riposo, si ottiene circolazione di corrente nella maglia
di uscita soltanto per i più elevati tra i valori di segnale che spostano il componente verso la
saturazione. Per tutti gli altri livelli di segnale d’ingresso, non si ha corrente nella maglia di uscita.
L’angolo di circolazione della corrente di segnale nella maglia di uscita è inferiore a 180°, in pratica
nel carico è presente corrente soltanto per una parte di semiperiodo del segnale d’ingresso. La
distorsione introdotta da questa polarizzazione è elevatissima, ma malgrado tutto ha un alto
rendimento e si presta benissimo a particolari applicazioni nel settore delle alte frequenze. In questo
caso il segnale viene recuperato attraverso filtri accordati.
18
Classe D: in un amplificatore progettato per funzionare in classe D, i componenti attivi operano
soltanto nelle due condizioni limite di saturazione e di interdizione, ovvero non presentano
condizioni di permanenza in zona attiva. Questa particolare configurazione viene usata quando la
potenza da fornire al carico è molto elevata, evitando ai componenti di dissipare potenze al di sopra
dei loro limiti tecnologici
3.3 Amplificatore in classe AB
A valle delle considerazioni sulle classi di funzionamento e quindi alla condizione di polarizzazione
del componente attivo si è pensato di realizzare l’amplificatore di potenza in classe AB.
La classe B è una condizione di funzionamento che vede il componete condurre per una semionda
del segnale d’ingresso. Questo significa che, per un’amplificazione dell’intero segnale con
dispositivi polarizzati in classe B, è necessario impiegare almeno due dispositivi di potenza,
affidando a ciascuno di essi una delle due semionde del segnale da amplificare. L’impiego di questa
soluzione pone però due problemi: la scomposizione in due semionde del segnale di ingresso e la
ricomposizione del segnale di uscita, per avere un’onda completa.
La disposizione che risolve i due problemi di cui sopra è la simmetria complementare, in questo
modo non è necessario dividere il segnale d’ingresso e ricomporre il segnale di uscita. Il segnale
d’ingresso viene applicato alle due basi collegate tra di loro , la polarizzazione in classe B di Q1
(NPN) fa sì che sia posto in conduzione dalla semionda positiva del segnale d’ingresso, rimanendo
interdetto da quelle negativa e Q2 (PNP) sia posto in conduzione dalla semionda negativa, rimando
interdetto da quella positiva. Per ciò che riguarda il carico, ciascuno dei due transistor e collegato ad
inseguitore e la resistenza RL è comune ai due emettitori, dunque il carico è percorso dalla corrente
di segnale di Q1 durante le semionde positive e da quelle di Q2 durante le negative per cui in un
periodo nel suddetto insiste un’onda completa di segnale.
Figura 3.3 - BJT polarizzati in classe B
19
3.3.1 Distorsione d’incrocio
Poiché nella realizzazione di amplificatori a simmetria complementare in classe B, si deve tener
conto delle caratteristiche reali dei transistor, in particolare la caratteristica di ingresso dei BJT
presenta una soglia maggiore di 0,6 V; questo significa che se il componente è polarizzato in classe
B pura, cioè VBE = 0,6 V, non si ha circolazione di corrente d’uscita fino a quando la tensione di
ingresso non supera la soglia; questo vale per entrambi i BJT e fa si che, in corrispondenza del
passaggio per lo zero del segnale di ingresso, la corrente iB e, di conseguenza, la iC dei BJT,
presenta un gradino che dà luogo ad una distorsione detta d’incrocio (cross-over).
10V
5V
0V
-5V
-10V
-10V
-8V
V(RL:2)
-6V
-4V
-2V
0V
2V
4V
6V
8V
10V
V(In)
Figura 3.4 - Caratteristica ingresso - uscita della classe B
Ovviamente la distorsione di iC da luogo ad una corrispondente distorsione della tensione di uscita,
vedi figura 3.5
10V
5V
0V
-5V
-10V
0s
0.1ms
V(RL:2)
0.2ms
0.3ms
0.4ms
0.5ms
0.6ms
0.7ms
0.8ms
0.9ms
1.0ms
Time
Figura 3.5 - Tensione di uscita del classe B
20
3.3.2 Tecniche per ridurre la distorsione d’incrocio
Per porre rimedio a questo tipo di distorsione, occorre polarizzare i transistor oltre la soglia, facendo
circolare una debole corrente anche in assenza di segnale: in tal modo il segnale non deve superare
la soglia, questa soluzione porta la classe di funzionamento dalla B pura alla AB; il rendimento si
riduce, andando a valori compresi tra il 50% e il 78%.
-
Riduzione di cross-over mediante amplificatore operazionale
La distorsione d’incrocio di uno stadio di amplificazione in classe B può essere
notevolmente ridotta utilizzando un amplificatore operazionale ad alto guadagno ed una
retroazione negativa, vedi figura 3.3.2.1 Come noto in un amplificatore in classe B vi è una
soglia di 0,6 V che deve essere superata affinché i transistori iniziano a condurre, ma con
questa tecnica tale soglia viene ridotta a:
± Vbe
A0
dove A0 è il guadagno in bassa frequenza ad anello aperto dell’amplificatore operazionale.
Il suddetto amplificatore viene collegato allo stadio in classe B per mezzo di una resistenza
R per limitare la corrente sulle basi dei transistori. Questa tecnica non viene utilizzata spesso
a causa dello slew rate dell’operazionale che si accentua alle alte frequenze.
Figura 3.6 - Circuito in classe B con amp. op. collegato in retroazione negativa per ridurre la distorsione di incrocio
21
10V
5V
0V
-5V
-10V
-10V
-8V
V(RL:2)
-6V
-4V
-2V
0V
2V
4V
6V
8V
0.8ms
0.9ms
10V
V(Vin:+)
Figura 3.7 - Caratteristica ingresso - uscita della classe B con Amp. Op.
10V
5V
0V
-5V
-10V
0s
0.1ms
V(RL:2)
0.2ms
0.3ms
0.4ms
0.5ms
0.6ms
0.7ms
Time
Figura 3.8 - Tensione di uscita del classe B con Amp. Op.
-
Riduzione di cross-over mediante partitore resistivo
Inserendo un partitore resistivo inserito tra le basi dei transistori in modo da regolarne
opportunamente il potenziale e riducendo o eliminando la distorsione d’incrocio, ma occorre
osservare che, durante il funzionamento, l’aumento della temperatura prodotto nei
dispositivi dalla potenza dissipata, genera una variazione della VBE dei BJT stessi, in ragione
di 25 mV di diminuzione della soglia ogni 10 gradi di aumenti della temperatura. Questo
sistema di polarizzazione non modifica la caduta di tensione ai capi di RBB e questo, causa
un aumento indesiderato di iB e, con esso, di iC. L’aumento di iB provoca un eccesso di
compensazione ed uno spostamento del punto di lavoro, dando luogo a nuovi tipi di
22
1.0ms
distorsioni. Inoltre, un aumento di iC, dovuto ad un aumento della temperatura produce un
ulteriore aumento di temperatura, che accresce di nuovo la iC e così via; questa soluzione
produce una instabilità termica che può danneggiare definitivamente i transitori.
Figura 3.9 – Polarizzazione mediante partitore resistivo della classe B
-
Riduzione di cross-over mediante diodi
Il problema della instabilità termica può essere risolto sostituendo ad RBB un componente
che segue le medesime vicende termiche della VBE dei BJT. Tale componente può essere
una resistenza termica, che diminuisce il proprio valore all’aumentare della temperatura, ma
difficilmente tale componente segue in modo rigoroso la legge di variazione termica delle
giunzioni. Il componente che meglio si adatta alle variazione termiche della VBE dei BJT
sono i diodi, essendo giunzioni dello stesso tipo dei BJT e seguono la medesima legge di
variazione termica, a condizione che vengono disposti in prossimità dei BJT stessi.
Figura 3.10 – Polarizzazione mediante diodi della classe B
23
In figura 3.10 si evidenza la coppia di transistori Q1 e Q2 che hanno il solo compito di far fluire
nei diodi D1 e D2 una corrente costante in modo da avere sempre la stessa caduta di tensione.
Le resistenza RE1 e RE2 hanno il compito di stabilizzare ulteriormente il circuito nei confronti
della fuga termica.
10V
5V
0V
-5V
-5.0V
-4.0V
V(RL:2)
-3.0V
-2.0V
-1.0V
0.0V
1.0V
2.0V
3.0V
4.0V
5.0V
0.9ms
1.0ms
V(Vin:+)
Figura 3.11 - Caratteristica ingresso - uscita della classe B con polarizzazione a diodi
10V
5V
0V
-5V
-10V
0s
0.1ms
V(RL:2)
0.2ms
0.3ms
0.4ms
0.5ms
0.6ms
0.7ms
0.8ms
Time
Figura 3.12 – Tensione di uscita del classe B con polarizzazione a diodi
-
Moltiplicatore di VBE
Una soluzione diversa da quella della coppia di diodi e quella che dispone, tra le basi dei
BJT di potenza, un transistore nella configurazione circuitale detta a moltiplicatore di VBE,
vedi figura 3.13.
24
Figura 3.13 – Polarizzazione mediante moltiplicatore di Vbe della classe B
Il circuito di figura da luogo ad una caduta VBB ai capi delle basi dei BJT di potenza che
dipende dalla VBE dei suddetti e dalle due resistenze R1 e R2. Infatti, trascurando la corrente di
base di Q3 la corrente che attraversa le resistenze in serie è la stessa e vale:
IR = IR1 = IR 2 =
VBB
R1 + R 2
ma allo stesso tempo vale che:
IR =
VBE
R2
per cui sostituendo la seconda equazione nella prima equazione si ricava quanto segue:
R1 ⎞
⎛
VBB = VBE ⎜1 +
⎟
⎝ R2 ⎠
Variando opportunamente il rapporto R1 R 2 , è possibile far sì che VBB divenga almeno uguale
a 2VBE e segua le variazione termiche di VBE medesime. Negli schemi pratici, come nel nostro
caso, bisogna inserire delle resistenze di basso valore (inferiore all’ohm) sugli emettitori dei
BJT di potenza. In tal caso la caduta di tensione tra le basi dei BJT non è esattamente 2VBE, ma
deve essere superiore di un valore pari a 2REIE.
25
Capitolo 4
Dissipatori Termici
Come noto, ogni componente elettronico o elettrico che sia percorso da corrente elettrica dissipa
potenza. Il fenomeno di trasformazione della potenza elettrica in calore è definito attraverso la
legge di Joule, che si enuncia:
la potenza dissipata in un conduttore di resistenza R, percorso da una corrente I, è espressa dal
prodotto della resistenza per il quadrato della corrente
Pd = R * I 2
Tale potenza provoca un innalzamento della temperatura delle giunzione che come è noto non
deve superare il limite superiore Tjmax, che per il silicio è compreso tra 120°C e 200°C, per non
danneggiare il componente.
Un sistema di dissipazione del calore è costituito dal chip di silicio, dal suo contenitore (case) e
dal dissipatore (heatsink). La potenza PD dissipata nel chip può essere schematizzata come un
generatore di corrente, le temperature di giunzioni TJ, della base di montaggio del contenitore
Tc, del dissipatore Td e dell’ambiente Ta, vengono a loro volta considerate come delle tensioni.
Per tenere conto delle differenze di temperatura fra i vari punti si introducono le resistenze
termiche, indicate con il simbolo θ. Tra la potenza dissipata nella giunzione, la sua temperatura
fino ad arrivare alla temperatura ambiente: sussiste la seguente relazione fondamentale:
Tj − Ta = Pd (θjc + θcd + θda)
(4.1)
ove:
Tj è la temperatura di giunzione in °C;
Ta è la temperatura ambiente in °C;
Pd è la potenza dissipata sulla giunzione in W;
θjc è la resistenza termica tra giunzione e case in °C/W
θcd è la resistenza termica tra case e dissipatore in °C/W
θda e la resistenza termica tra dissipatore e ambiente in °C/W
Si può individuare una analoga con la legge di Ohm per i circuiti elettrici.
Capitolo 4: Dissipatori Termici
26
Figura 4.1 - Equivalente termo elettrico
Normalmente in fase di progetto il problema si pone in questi termini: nota la potenza da
dissipare Pd, note Tjmax e Ta, nota la resistenza termica, dai fogli tecnici, tra giunzione e case θjc
relativa ad un certo dispositivo, si deve scegliere il dissipatore adatto affinché la giunzione non
superi Tjmax. Dalla equazione (4.1) di cui sopra si ricava il valore massimo che deve presentare
θjc+θcd. La resistenza termica θcd dipende dal tipo di contenitore a dalle modalità di montaggio
del componente sul dissipatore. Essa varia infatti se fra contenitore e dissipatore si inserisce o
meno un foglietto isolante di mica o kapton se si usa grasso termoconduttore al silicone ed altri
materiali. È comunque in dato noto. A sua volta per ogni tipo di dissipatore viene fornita dal
costruttore la θda corrispondente. Occorre allora scegliere il dissipatore e il tipo di montaggio più
opportuno affinché la somma θjc+θcd non risulta superiore al valore massimo ricavato con
l’equazione (4.1). Normalmente sui fogli tecnici del componente attivo viene fornito un
diagramma della riduzione della potenza dissipabile. Esso rappresenta l’andamento della
potenza massima dissipabile nel dispositivo, ovvero senza che venga superata Tjmax, in funzione
della temperatura del contenitore.
27
Figura 4.2 - Assemblaggio del componente sul dissipatore
Ovviamente più elevata Tc e minore è la potenza dissipabile vedi figura 4.3.
Figura 4.3 - Andamento della potenza dissipabile in funzione della temperatura
28
Capitolo 5
Circuiti Stampati
Il PCB, Printed Circuit Board o Circuito Stampato, è un sistema di assemblaggio elettronico, basato
sul principio del collegamento di componenti tramite delle piste conduttive, collocate su di una
basetta isolante. Un'opportuna foratura della basetta consente di inserire i reofori dei componenti,
fissandoli tramite saldatura alle piste ed assicurando così un buon aggancio meccanico ed elettrico. I
componenti fondamentali di un circuito stampato sono quindi:
-
La base, una lastra isolante opportunamente forata.
-
Un sistema di lamine sottili di conduttore, nella maggior parte dei casi il rame, incollate alla
base.
La base costituisce il supporto per le piste conduttive, per i componenti elettronici saldati e per
eventuali altri componenti, fissati meccanicamente alla base stessa.
5.1 Tipologie di circuiti stampati
I circuiti stampati possono essere classificati in base alle loro caratteristiche costruttive: una prima
differenziazione si hanno le seguenti tipologie:
1. PCB a singola faccia
2. PCB a doppi faccia
3. PCB multistrato
Capitolo 5:Circuiti Stampati
29
Il singola faccia ha piste solo su un lato, il laminato impiegato dal costruttore degli stampati è infatti
materiale isolante con un solo lato di rame; il doppia faccia presenta piste conduttive su entrambi i
lati. Entrambi possono essere a fori non metallizzati, ma generalmente sono a fori metallizzati con
solo rame, o con rame rivestito di un altro metallo, ad esempio stagno, lega stagno-nichel, o altri
ancora. Queste due prime tipologie sono proprie dei circuiti realizzabili anche con poche risorse
tecnologiche a disposizione.
Per il multistrato il discorso cambia radicalmente: sono infatti dei circuiti stampati che presentano
diversi strati di piste conduttive, presenti sia su entrambe le facce del PCB sia all'interno del
laminato base. I multistrati si suddividono a loro volta in leggeri e pesanti, a seconda se superano o
meno i quattro strati; quando non è diversamente specificato, il multistrato è realizzato a fori
metallizzati. Esistono ovviamente altre classificazioni, ad esempio di tipo qualitativo, prendendo in
considerazione i rivestimenti, le tolleranze, le dimensioni dei fori e delle piste, ed altri parametri
ancora. In questo lavoro, l'attenzione sarà comunque rivolta al doppia faccia, visto che nel caso del
progetto dell’amplificatore audio si andrà a realizzare una scheda di tale tipologia.
5.2 Il processo di fabbricazione di un PCB
La fabbricazione di un circuito stampato ha origine dai laminati, materiali costituiti da una base
isolante su cui aderiscono dei fogli di rame elettrolitico puro, su una faccia o su entrambe. Il
materiale base è composto generalmente da resine sintetiche ottenute per polimerizzazione: se una
resina non possiede da sola tutte le proprietà elettriche, meccaniche e fisiche richieste, spesso viene
addizionata con sostanze opportune, dette cariche, in maniera tale da conferirle le proprietà
desiderate.
Il rame viene prodotto, generalmente, per via elettrolitica: un grosso tamburo ruotante polarizzato
negativamente pesca in una soluzione elettrolitica; i fogli di rame così ottenuti presentano la faccia
troppo liscia per aderire al laminato base. Si procede allora ad ossidarlo, oppure a rivestirlo con
ottone: entrambi i fenomeni determinano una formazione non uniforme sui cristalli di rame, con un
conseguente aumento della rugosità dei fogli. L'adesione del rame al materiale base si ottiene per
azione di una pressa di laminazione, tra le 10 e le 20 atmosfere, e riscaldamento, tra i 120 e i 170°C,
di un pacchetto di tali fogli, disposti opportunamente. Il processo di fabbricazione prende il nome di
Print and Etch (stampa e incisione): è un processo sottrattivo, in quanto si procede per incisione del
rame del laminato base, lasciandolo inalterato nelle zone in cui è necessario per i collegamenti
elettrici. Una delle fasi più importanti dopo il taglio del laminato in quadri e la tranciatura dei fori di
riferimento per gli attrezzi, è la stampa dell'etching resist, una protezione dall'attacco chimico del
30
rame. Il telaio serigrafico è una maglia fitta di tela di acciaio, nylon o seta, che lascia penetrare la
vernice, pressata sul lato superiore, in quello inferiore in cui è posto il quadro; la maglia è riempita
di gelatina sulle zone che non devono ricevere vernice. L'etching resist depositato indurisce per
evaporazione di solvente o per polimerizzazione in aria libera, in forno oppure a raggi ultravioletti.
Una variante interessante della stampa serigrafica, molto comune nella costruzione di circuiti
stampati professionali, è l'utilizzo di foto-polimeri come etching resist (Dry film). Tali sostanze
depositate sul quadro di rame, dopo un'esposizione opportuna alla luce e sviluppo con soluzioni a
base di carbonato di sodio (Soda Solvay), restano a ricoprire solo i conduttori in rame che dovranno
rimanere; (tale parte è denominata anche Pattern). L'incisione avviene per mezzo di un liquido
corrosivo, per il rame, che attacca chimicamente solo le zone non ricoperte da etching-resist. Le
zone metalliche alle quali può aderire la lega di saldatura sono limitate da una vernice permanente,
solder resist, che viene applicata con metodo serigrafico e indurita a caldo o a raggi ultravioletti.
L'ultima fase di rilievo costituisce la deposizione di un sottile strato di vernice protettiva con lo
scopo di mantenere inalterate le caratteristiche di saldabilità del rame evitando la formazione di uno
strato di passivazione all'interfaccia rame-aria. Sovente si esegue la foratura su macchine a controllo
numerico: è molto utilizzato nei casi in cui le piastre hanno una dimensione tale per cui sarebbe
onerosa la costruzioni di stampi di tranciatura, per piccole serie e per piastre a base di vetro che
provocherebbero l'usura dei punzoni dello stampo.
La metallizzazione dei fori è una fase peculiare del processo di fabbricazione di un circuito
stampato, per questo necessita di alcune fasi preliminari: si procede ad una sensibilizzazione del
quadro, dopo la foratura, per immersione in una soluzione di ioni stagno, che si depositano
ovunque, ma soprattutto sulle pareti dei fori. La fase successiva, di catalisi, consiste nell'immergere
il quadro in una soluzione di cloruro di palladio, che reagendo con gli ioni stannosi, precipita sotto
forma di un film metallico sottile. È in presenza di questo catalizzatore che si innesca la successiva
reazione di riduzione dello ione rame in soluzione in rame metallico Cu (ramatura chimica). Tale
strato metallico è quello che permette la ramatura galvanica definitiva. I quadri sono collegati
elettricamente al polo positivo e immersi in una soluzione di ioni di rame che a contatto con il rame
chimico cedono due elettroni diventando atomi di rame, cioè rame metallico. Dopo una ramatura
galvanica completa dei fori e di tutta la superficie del rame, il processo più semplice, detto tenting,
prevede lo stampo in positivo, lo sviluppo e l'incisione ottenendo così circuiti stampati a doppi
faccia a fori metallizzati con finitura in solo rame. Un processo più complesso, il panel plating,
effettua invece un rivestimento con lega Sn-Pb e successiva incisione delle zone non necessarie: una
sua importante variante, detta patter plating, prevede la stampa fotografica del rame che non deve
restare sullo stampato, in una fase intermedia della metallizzazione dei fori, e precisamente dopo la
31
ramatura chimica. Segue la ramatura galvanica, il rivestimento Sn-Pb e l'incisione. Siccome
quest'ultimo processo effettua le metallizzazioni solo sul pattern, lo spessore del rame da incidere è
minore, con conseguente aumento della velocità e della qualità dell'incisione, nonché un minore
esaurimento del liquido d'incisione. Per quanto riguarda il processo di fabbricazione specifico per le
schede multistrato, il primo passo consiste nel realizzare i pattern degli strati più interni mediante
stampo e incisione. I diversi strati, compresi i due più esterni, sono sovrapposti in maniera tale da
formare un unico laminato per azione di una pressa di laminazione.
Si procede infine alla foratura, alla metallizzazione dei fori e alla incisione delle due facce esterne.
La metallizzazione dei fori esegue dunque i collegamenti voluti tra i diversi strati, con l'evidente
aumento della densità dei componenti. Si vanno diffondendo altre tecniche di fabbricazione dei
circuiti stampati che si basano sui processi additivi: a partire da un laminato base completamente
privo di rame si ottiene una deposizione chimica di questo metallo solo nelle zone in cui è richiesto.
Ciò si ottiene o con stampa fotografica o con presenza selettiva del catalizzatore che innescherà il
processo di ramatura.
5.3 La progettazione di un PCB
Nel processo realizzativo di un PCB la fase più importante, nonchè la prima anche in ordine
cronologico, è quella della progettazione del circuito che verrà riportato sullo stampato: sia che si
parta da uno schematico disegnato a mano e poi prototipato su di una breadboard, sia che lo si
disegni sin dall'inizio con un CAD elettronico, per poi poter effettuare i test attraverso il computer.
La fase di disegno e verifica circuitale riveste la massima importanza, in quanto eventuali correzioni
al circuito devono essere svolte in questo ambito. Una volta che il progettista ha portato a termine
con successo questa fase, può avere inizio il cosiddetto postprocessing per poter creare il layout
fisico del PCB, anche se già nel software di progetto è possibile iniziare a preparare lo schematico
per la creazione del circuito stampato, associando ad ogni componente utilizzato il relativo
footprint. Il footprint è il blocco base utilizzato per definire il layout, in quanto contiene tutte le
informazioni fisiche relative ad un componente, come ad esempio la sua grandezza, il numero dei
pin, ed altre ancora. L'operazione da compiere per poter passare dal software di disegno circuitale a
quello di progettazione del PCB è tipicamente la creazione di una netlist. Si tratta di un file di testo
in cui sono riportate tutte le informazioni sullo schematico disegnato, con l'elenco dei componenti a
cui è associato il relativo footprint e le varie connessioni.
Tale netlist verrà poi importata nel software di creazione del circuito stampato, e da questo punto ha
inizio la fase di definizione del layout fisico della scheda. Dopo aver effettuato delle operazioni
32
preliminari, comunque necessarie, come l'impostazione delle dimensioni della scheda che si vuole
creare, la scelta della tecnologia realizzativa, l'eventuale associazione dei footprint per quei
componenti di cui non è stata effettuata precedentemente, se l'importazione della netlist ha avuto
esito positivo, il software di progettazione mostra una schermata in cui si hanno tutti i componenti
del circuito posti intorno a quello che rappresenta il bordo fisico del PCB.
Si passa quindi alla fase di placement dei componenti: uno ad uno, in genere manualmente, vanno
collocati all'interno dell'area rappresentante la scheda, secondo i classici criteri di piazzamento dei
componenti, come ad esempio il posizionamento in maniera consona per l'operatore, gli eventuali
connettori posti in maniera tale da non far passare i cavi sopra la scheda, ed altri accorgimenti
ancora, che dipendono fortemente dall'esperienza del disegnatore del circuito, detto masterista, in
quanto quello su cui egli sta lavorando è, appunto, il master del circuito stampato che si vuole
creare. I componenti possono essere ruotati e spostati a piacimento, evitando ovviamente di
sovrapporli e di lasciarne nessuno al di fuori dei bordi. Anche in questa fase esistono strumenti
software di controllo, che verificano il rispetto di alcune regole basilari di disegno, e altri ancora
che, ad esempio, controllano lo spazio libero sulla scheda o altri parametri. Alcuni software
particolarmente potenti offrono strumenti di piazzamento automatico, ma in genere vengono
scarsamente utilizzati, in quanto possono non rispettare delle particolari scelte progettuali del
masterista. È comunque possibile piazzare manualmente i componenti più importanti e bloccarli
nella posizione desiderata, lasciando al software l'incarico di sistemare i restanti. Piazzati tutti i
componenti, la fase successiva, una delle più impegnative di tutto il processo, è quella di routine
delle tracce, detta anche sbroglio. Infatti, se si seleziona un componente qualsiasi sul PCB, verranno
evidenziati tutti i collegamenti che lo interessano, sotto forma di linee dritte tra un componente e
l'altro, anche sovrapposte ad altri collegamenti tra altri componenti. Le tracce di un PCB, una volta
realizzato, non possono però sovrapporsi, in quanto, essendo la scheda bidimensionale,
risulterebbero cortocircuitate. È per questo che bisogna svolgere la fase di sbroglio: il masterista
deve associare a ciascuna connessione tra componenti un percorso conduttivo su di uno dei layer
della scheda, senza creare cortocircuiti che renderebbero il PCB inutilizzabile. Risulta evidente
come effettuare la fase di sbroglio di un circuito che impiega numerosi componenti può essere
molto impegnativo, e si necessita di tutta l'esperienza del masterista per portare a termine tale fase.
Ricordando che è possibile anche definire dei parametri particolari, come la larghezza di ciascuna
pista e la distanza tra le stesse.
Anche per il routing esistono software che svolgono tale compito automaticamente, ma per
comprendere appieno la loro complessità basti pensare che i più potenti vengono venduti a prezzi
elevati, sull'ordine delle migliaia di dollari, anche se limitati ad un certo numero di layer. I più
33
potenti, senza limitazioni di layer, sono praticamente inaccessibili al piccolo operatore, proprio a
causa del loro costo, che di listino può raggiungere anche le centinaia di migliaia di dollari.
Se nonostante tutto non è possibile evitare l'intersezione di due tracce, viene utilizzato un via.
Una via è, fondamentalmente, un foro praticato nel PCB che permette al rame di transitare da uno
strato della scheda all'altro, senza causare cortocircuiti attraverso la metallizzazione.I vias sono
definiti dai padstack, alla stessa maniera dei footprint. I padstack sono delle raccolte di informazioni
su come un pin si connette fisicamente al PCB: include dati riguardo ciascun layer della scheda,
definendo anche la dimensione dell'area di rame intorno a ciascun pin, come la dimensione del foro
da praticare sulla scheda.
Completata anche la fase di sbroglio, il layout della scheda è terminato. Dopo aver effettuato tutti i
controlli di routine per assicurarsi che ogni fase sia andata a buon termine, senza aver tralasciato
nessun componente fuori dalla scheda o delle tracce che si sovrappongono, ciò che rimane da fare è
generare i file gerber, contenenti tutte le informazioni necessarie per il costruttore del PCB su come
tagliare, laminare e forare la scheda. Per ogni suo layer ne viene creato uno: ad esempio un file
gerber TOP definirà come lavorare il TOP layer del PCB, BOTTOM sarà relativo al BOTTOM
layer, e così via. Una volta definiti tutti i file gerber relativi a tutti i layer della scheda, questi
dovranno essere passati a chi si occuperà della realizzazione fisica della stessa, senza più possibilità
di intervento da parte del progettista del circuito o del masterista del PCB.
34
Capitolo 6
Progetto e Collaudo
6.1 Simulazione Spice
In figura 6.1 è riportato lo schema elettrico completo dell’amplificatore Hi Fi di potenza in classe
AB, ove si individuano i tre principali stadi:
1. lo stadio differenziale di ingresso costituito dai transistor Q1 e Q2, polarizzati mediante
uno specchio di corrente Q3, la cui tensione di base è ottenuta mediante un diodo LED;
2. lo stadio intermedio di amplificazione realizzato mediante un emettitore comune Q5;
3. lo stadio di uscita in classe AB costituito da Q8 e Q 14.
Figura 6.1 - Schema elettrico completo dell'amplificatore audio
La polarizzazione dello stadio di uscita è ottenuta mediante il moltiplicatore di Vbe Q4. Come
stadio di potenza si è scelto una topologia che impiega due transistori di driving (Q6 e Q7),
necessari ad abbassare il valore della corrente di pilotaggio dello stadio intermedio. L’amplificatore
utilizza una forte retroazione negativa sia statica che dinamica, ottenuta riportando il segnale di
Capitolo 6:Progetto e Collaudo
35
uscita sullo stadio differenziale (base di Q2). La retroazione in DC è necessaria al fine di evitare una
tensione continua sul carico nulla ed evitare quindi il danneggiamento dell’altoparlante. La
retroazione in AC, che utilizza le capacità C6 e C10, riduce la distorsione e linearizza la risposta
dell’amplificatore nella banda di interesse. La frequenza di taglio superiore è determinata dalla
capacità C17 che ha anche il duplice effetto di stabilizzare in frequenza l’amplificatore, evitando
auto oscillazioni. Il cappio R15-C11, compensa il comportamento della bobina dell’altoparlante alle
alte frequenze.
1. Variando la resistenza R25, che in realtà è un potenziometro multigiro da 2 K, si effettua
una regolazione della corrente di riposo nei transistori di potenza. Con una corrente a riposo
di circa 70 mA si evidenzia un offset di tensione in uscita pari a -12,5 mV.
2. Mediante tale simulazione si è visualizzata la risposta in frequenza dell’amplificatore,
determinando la frequenza di taglio inferiore e superiore e il guadagno di centro banda per i
seguenti valori di C17: 100pF, 470pF, 2,2nF ottenendo i seguenti risultati:
Frequenza inferiore
Frequenza Superiore
Amplificazione di
[Hz]
[kHz]
centro banda [dB]
100 pF
2,33
375,45
26,40
470 pF
2,33
184,00
26,40
2,2 nF
2,29
46,40
26,40
Tabella 6.1 - Risultati della simulazione con valori C17 diversi
40
2.2nF
470pF
100pF
20
0
-20
1.0Hz
10Hz
db(V(Out)/ V(In))
100Hz
1.0KHz
10KHz
100KHz
1.0MHz
Frequency
Figura 6.2 - Risposta in frequenza dell'amplificatore con valori di C17 riportati in tabella 6.1
36
3. Imponendo un segnale sinusoidale di frequenza 1 kHz e ampiezza pari a 1,35 Vpp
all’ingresso dell’amplificatore con la capacità C17 pari a 2,2 nF si evidenzia una distorsione
armonica di 1,40*10-1%. La potenza sul carico in queste condizioni è di 99,7 W è ovvio che
l’amplificatore può fornire una potenza maggiore al carico, purchè si tolleri una distorsione
armonica maggiore.
4. Imponendo un segnale di ingresso a 1 V con frequenza 1kHz, sinusoidale, e visualizzando la
tensione sul collettore di Q1, si nota che in questo punto la distorsione è elevata, figura 6.3,
ma viene successivamente eliminata all’uscita mediante la retroazione.
34.43V
34.42V
34.41V
34.40V
34.39V
0s
1ms
2ms
3ms
4ms
5ms
6ms
7ms
8ms
9ms
10ms
V(Q1:c)
Time
Figura 6.3 - Tensione sul collettore di Q1
Visualizzando la forma d’onda sul collettore di Q5, si misura il guadagno di tensione e
considerando il valore di gm5, prelevato dal file di uscita si valuta il valore del carico
resistivo visto dal collettore di Q5 ottenendo i seguenti risultati:
gm5 = 2,37*10-1
Vout (Q5) = 45,20 Vpp
Vin (Q5) = 26,13 mV
Av(Q5) =
VoutQ5
= 1730
VinQ5
Av(Q5) = gm5 * Re quivalente ⇒ Re quivalente =
AvQ5
≈ 7,3kΩ
gm5
5. Visualizzando la corrente di collettore su Q8 si valuta la massima potenza dissipata nelle
condizioni di potenza nominale in uscita che assicura la minima distorsione ammissibile.
Nelle stesse condizioni si valuta anche la potenza dissipata sul driver Q7.
37
1
[VeQ8(t ) − VcQ8(t )]* IcQ8(t )dt = 24,48W
T∫
1
PdissQ 7 = ∫ [VbQ8(t ) − VeQ7(t )]* IcQ7(t )dt = 92,82mW
T
PdissQ8 =
6. Nelle condizioni di simulazione del punto precedente si valuta la potenza dissipata sulle
resistenze R13 e R14.
PdissR13 =
1
ΔVR13(t ) * IR13(t )dt = 4,06W
T∫
7. Come ultimo punto della simulazione si valuta il rendimento complessivo dell’amplificatore
η=
Pload
98,516W
=
= 0,626 ⇒ 62,2%
Pcc
157,256W
Alcuni di questi valori verranno verificati sperimentalmente con delle prove sul prototipo.
6.2 Dimensionamento del dissipatore
Come noto, a partire dalla massima temperatura di giunzione e dalla resistenza termica tra
giunzione e case, reperibili sui data sheets (fogli tecnici) dei singoli componenti, si deve
dimensionare il dissipatore in modo che la temperatura di giunzione stessa non superi i valori
massimi consentiti. Normalmente il dimensionamento consiste nel determinare la resistenza
termica dissipatore-ambiente.
Nel nostro caso si è agito all’inverso, scelto il tipo di dissipatore, Allegato 7, ed il materiale
termoconduttore posto tra case e dissipatore si è determinata la temperatura di giunzione a cui si
porta il dispositivo di potenza quando è chiamata a fornire la massima potenza sul carico.
Dalla simulazione Spice di cui sopra si ha che un dispositivo di potenza dissipa 24,4W quando
sul carico si hanno circa 100W.
Pd =24,4W
Ta =35 °C;
θjc =0,7°C/W
θcd =0,82°C/W con isolante tipo kepton
θda =0,73°C/W
Tj − Ta = Pd (θjc + θcd + θda) ⇒ Tj = Ta + Pd (θjc + θcd + θda)
38
Prima di passare ai conti è bene fare una considerazione: il circuito di potenza è a simmetria
complementare utilizzando due BJT di potenza montati sullo stesso dissipatore per cui
l’equivalente termo-elettrico a cui fare riferimento è il seguente:
Figura 6.4 - Equivalente termo - elettrico dei dispositivi di potenza
in cui si evidenzia che i due dispositivi di potenza sono, nell’equivalente termo-elettrico, in
parallelo.
⎡⎛ 0,73 + 0,82 °C
W
Tj = 35°C + 2 * 24,4W * ⎢⎜⎜
⎢⎜
2
⎣⎝
⎤
⎞
⎟ + 0,7 °C ⎥ = 35°C + 72°C = 107°C
⎟⎟
W⎥
⎠
⎦
Considerando che la massima temperatura di giunzione è 150°C, Allegato 5, il dissipatore scelto
garantisce un buon margine di sicurezza del dispositivo dal punto di vista termico. A titolo
informativo si determina la temperatura esterna a cui si porta il dissipatore :
Td − Ta
⇒ Td = Pd * θda + Ta
θda
Td = 48,8W * 0,73 °C + 35°C = 84,53°C
W
Pd =
Con una temperatura di giunzione pari a quella calcolata la massima potenza dissipabile quando
la temperatura ambiente vale 25°C considerando la curva di riduzione riportata sul data sheets,
vale:
Pd (Tc) = Pd max −
1
(Tc − Tc0) = 200W − 1
θjc
0,7 °C
(107°C − 25°C ) = 82,85W
> 24,48W
W
Inoltre, se la temperatura di giunzione fosse pari a 150°C, condizioni peggiori la potenza
dissipata sarebbe nulla.
39
6.3 Dimensionamento dell’alimentatore ausiliario
L’alimentatore ausiliario ha lo scopo di alimentare la ventola del dissipatore e il relè del circuito
di protezione.
Figura 6.5 - Schema elettrico dell'alimentatore supplementare
Dai fogli tecnici della ventola e del relè si evince che la prima ha un assorbimento di 160 mA e
il secondo ha un assorbimento di 10 mA, pertanto questo alimentatore ausiliario è chiamato ad
erogare una corrente complessiva pari a 170 mA, entrambi i dispositivi hanno bisogno di una
tensione pari a 12 V.
Dalle specifiche di progetto di cui sopra, si nota che tra collettore ed emettitore di Q1 dovrebbe
esserci una caduta di tensione pari a ben 23 V, rischiando di superare la temperatura massima di
giunzione, per questo motivo si è inserita in serie al collettore una resistenza R16 che ha lo
scopo di abbassare la caduta di tensione ai capi del transistor.
Avendo supposto una caduta di tensione sulla resistenza pari ad 8 V se ne determina il valore:
R16 =
ΔV
8V
=
= 47Ω
Iload 170mA
mentre la potenza dissipata sulla medesima vale:
2
(
ΔV )
PdR16 =
R16
= 1,36W
Tale resistenza viene scelta con una potenza dissipabile pari a 2W che è il valore commerciale
più vicino a quello calcolato.
In seguito a tale considerazione si determina la potenza dissipata dal transistore :
40
PdQ1 = Iload * Vce
Vin = V + − ΔV = 35V − 8V = 27V
Vce = Vin − (Vz + Vbe ) = 27V − (12,1 + 0,6)V = 14,3V
PdQ1 = 170mA + 14,3V = 2,43W
bisogna ora verificare che la potenza dissipata dal transistore non faccia superare la massima
temperatura di giunzione:
Tj max = 150°C
θ jc = 2,5°C / W
θ ca = 62,5°C / W
Tamb = 35°C
T j = Tamb + Pd (θ jc + θ ca ) = 192,95°C
E’ evidente che la temperatura di giunzione supera il valore massimo consentito pertanto il
transistore Q1 necessita di un dissipatore, scegliendo un dissipatore con una resistenza termica
tra dissipatore e ambiente pari a 23°C/W e resistenza termina tra case e dissipatore pari a 1°C/W
la temperatura di giunzione scende a:
T j = Tamb + Pd (θ jc + θ cd + θ da ) = 99,4°C
valore accettabile rispetto alla massima temperatura di giunzione.
Come ultima parametro si determina il valore della resistenza Rz necessaria a polarizzare il
transistore e il diodo Zener
IE
0,17 A
=
= 340 μA
β +1
501
(Vin − Vz ) = 44 KΩ
Rz =
IB
IB =
data la bassa corrente in gioco, quindi bassa potenza, tale resistenza viene scelta con una
potenza dissipabile pari ad ¼ di W e di valore 10KΩ.
41
6.4 Dimensionamento del circuito di protezione
Si è provveduto ad implementare sulla scheda un circuito di protezione il quale offre una
protezione DC per il carico, che evita il danneggiamento dello stesso a causa di una componente
continua eccessiva, ed una protezione termica che evita il superamento della massima
temperatura di giunzione dei BJT di potenza.
6.4.1 Circuito di comando
La prima parte del circuito di protezione è quella riportata in figura 6.6 e provvede a generare un
segnale di comando del vero circuito che scollega il carico.
Figura 6.6 – Circuito di comando delle protezioni
Il filtro in ingresso (R23 C16) serve ad evitare che il circuito intervenga anche per basse
frequenze evitando il buon funzionamento dell’amplificatore per le stesse:
⎧ R 23 = 100k
⎨
⎩C16 = 10 μF
⇒ τ = 1s ⇒ f = 1Hz
I diodi in antiparallelo D6 e D7 servono ad evitare che sulle basi dei BJT Q12 e Q16 vi sia una
tensione negativa o positiva rispettivamente, la quale ne causerebbe la rottura.
42
Quando il segnale ‘out’ ha una componente DC alta Q12 va in conduzione, Vc (potenziale del
collettore) di Q12 si abbassa mandando in conduzione Q15 e quindi il segnale ‘off ’ assume un
valore alto.
Viceversa se ‘out’ è negativo Q16 conduce e il segnale ‘off ’ assume valore sempre alto.
6.4.2 Protezione DC e Termica.
Il relativo circuito è riportato in figura 6.7.
Out
Figura 6.7 - Circuito di protezione
Il circuito di protezione prosegue con Q9 e Q10.
Quando ‘off ’ è alto (>0.6V) Q9 è in conduzione, la sua Vce si porta al valore di saturazione di
0.2V e quindi Q10 si spegne non alimentando il relè: e quindi il carico risulta scollegato.
Viceversa quando ‘off’ è basso Q9 è spento, Q10 è acceso ed il carico è collegato.
Si è provveduto anche a ritardare di qualche secondo il collegamento del carico al momento
dell’accensione dell’amplificatore in modo da evitare il click sull’altoparlante che può risultare
dannoso.
43
Questo ritardo è dato dalla capacità C2 e dalla resistenza R26:
⎧ R 23 = 100k
⎨
⎩C16 = 47 μF
⇒ τ = 4.7 s
La protezione termica è realizzata mediante il sensore NTC che varia la sua resistenza in
funzione della temperatura con la seguente legge:
RT = R N e
⎛1 1 ⎞
B⋅⎜ − ⎟
⎝ T Tn ⎠
Se la temperatura aumenta la RNTC diminuisce. Si nota che la variazione di resistenza non è
lineare quindi un NTC è adatto per una protezione ma non per una misura di temperatura.
All’aumentare della temperatura, quindi, la tensione sul partitore tra RNTC e la R36 aumenta;
quando questa supera la tensione di zener Q11 si accende, Q10 si spegne e il cario si scollega.
Il dimensionamento è basato sulla temperatura raggiunta dal dissipatore in condizioni di
massima potenza, stimata a 90°C.
Dai dati tecnici dell’NTC, a temperatura ambiente, B=4300K e RN=10k. Quindi:
R90° = 10 ⋅ 10 e
3
1 ⎞
⎛ 1
4300⋅⎜
−
⎟
363
298
⎠
⎝
= 750Ω
Come R36 si è scelto un trimmer da 10k posto a metà: R36=5k. Allora
a 90°C si ha il partitore riportato in figura_.
Si possono determinare le potenze che devono dissipare R36 e l’NTC:
I=
35
= 6.1mA
5750
Figura 6.4 - Partitore di
protezione termica a 90°C
PNTC = R NTC ⋅ I 2 = 28mW
PR 36 = R36 ⋅ I 2 = 185mW
Sono valori accettabili.
44
Si determina la Vx in modo da poter scegliere il diodo Zener:
Vx = Vcc ⋅
R NTC
= 30.4V
R36 + R NTC
Si è scelto un diodo zener da 30V.
6.5 Il PCB
Di seguito sono riportati i piani del PCB dell’amplificatore audio di potenza progettati da noi
con il Protel e realizzati presso una ditta esterna. Le dimensioni reali della basetta sono:
h 12,6 cm l 16,3 cm
1. Top Layer
45
2. Bottom Layer
3. Top Overlay
46
6.6 Verifiche sperimentali sul progetto
Le prove sperimentali sul progetto sono state effettuate su un carico resistivo da 4Ω 100W
(Vedi figura 6.6.1) imponendo un segnale sinusoidale in ingresso di 2.48 Vpp e frequenza 1kHz.
Figura 6.9 - Carico resistivo 4Ω 100W
Figura 6.10 - Segnale di ingresso e di uscita analizzati con l'oscilloscopio
Verificando il guadagno in queste condizioni si sono ottenuti approssimativamente i valori
calcolati in fese di progettazione: Av = 30.27 V/V ; 29.62dB
47
La successiva verifica è stata fatta per determinare la banda passante dell’intero amplificatore,
come da figura 6.6.3
Banda di frequenza
30
Guadagno [dB]
25
20
2.15Hz,23.4dB
15
65kHz,23.4dB
10
5
0
1
10
100
[Hz] 1000
10000
100000
Frequenza (log)
Figura 6.11 - Banda passante dell'amplificatore rilevata sperimantalmente
L’ultima verifica è stata la determinazione del rendimento nelle condizioni di cui sopra:
⎧
1 Vo 2
= 82.56W
⎪ Po = ⋅
2 RL
⎨
⎪ Pcc = 129W
⎩
⇒
η=
Po
= 0.64
Pcc
64%
48
Figura 6.12 - Vista complessiva del prototipo dell'amplificatore
Figura 6.13 - Particolare del dissipatore con ventola
49
Con riferimento allo schema elettrico di figura 6.1. si elencano i componenti utilizzati nella
realizzazione del progetto dell’amplificatore audio:
Q1, Q2, Q3, Q4, Q9
BC546B
D1
Diodo LED verde
Q10, Q11, Q12
BC546B
D2
1N4148
Q5, Q6
MJE15035
D3
UF4002
Q7
MJE15034
D4, D5, D6, D7
1N4148
Q8
MJL21193
D8
Zener 30.1V
Q13
TIP112
Q14
MJL21194
Q15, Q16
BC556B
R1, R6
2,2 KΩ ¼ W
C1, C3
4700µF 50V elettrolitico
R2, R3, R8
560 Ω ¼ W
C2, C4
47µF 50V elettrolitico
R4 , R18
220 Ω ¼ W
C5
4,7 µF 50V elettrolitico
R5, R7, R10
22 KΩ ¼ W
C6, C10
100 µF 63V elettrolitico
R9, R11
1 KΩ ¼ W
C7, C8, C11, C12
100 nF 100V poliestere
R12, R17
3,3 KΩ ¼ W
C13, C15, C18
100 nF 100V poliestere
R13, R14
0,33 Ω 5 W
C16
10 µF 100V poliestere
R15
10 Ω 2 W
C9
22 pF ceramico
R16
47 Ω 2 W
C14
10 pF ceramico
R19,R24,R29
10kΩ ¼ W
C17
47 pF ceramico
R20, R21,R23,R26,R27
100kΩ ¼ W
R22
47kΩ ¼ W
R25,R30
Trimmer 10kΩ
R28
4.7kΩ ¼W
N° 1 Relè 12 V 2 scambi
N° 2 Portafusibili da stampato
N° 2 Fusibili 3 A
50
Allegato 1:BC546
51
Allegato 1:BC546
52
Allegato 1:BC546
53
Allegato 1:BC546
54
Allegato 2: BC 556
55
Allegato 2: BC 556
56
Allegato 2: BC 556
57
Allegato 2: BC 556
58
Allegato 3:TIP 115/117
59
60
61
62
63
64
Allegato 4: MJE 15034/MJE 15035
65
66
67
68
69
Allegato 5: MJL 21193/MJL 21194
70
71
72
73
74
75
Allegato 6: Dissipatore per TO 220
76
Allegato 7: Dissipatore con ventola
77
Allegato 7: Dissipatore con ventola
78
Allegato 9: NTC
79
Allegato 9: NTC
80
Allegato 9: NTC
81
Allegato 9: NTC
82
Allegato 9: NTC
83
Allegato 9: NTC
84
Allegato 9: NTC
85

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