02. Componenti_potenza_parte2_bn

Transcript

E
I
E
I
Diodi di potenza
Diodi di potenza al silicio a giunzione pn
Valori tipici di VKN
1.4 - Diodi di potenza
e diodi
di di Schottky
S h ttk
0.7÷1.2 V,
Valori di resistenze tali da mantenere le cadute alla
corrente nominale a 1÷2.2
1÷2 2 V
V.
Correnti nominali da pochi A fino a 4000÷5000 A.
Corrente inversa di fuga IR molto piccola rispetto alla
corrente nominale IFN (IFN/IR maggiore di
20000÷40000).
1
1
E
2
1
I
E
Diodi di potenza
I
Diodi di potenza
Se la tensione inversa supera un valore limite BVKA
(tensione di “Breakdown”), si ha la scarica a
valanga e la corrente inversa aumenta
bruscamente.
ao d
di BVKA variano
a a o molto
o to da u
un d
dispositivo
spos t o a
all’altro
at o
I valori
e possono andare da poche decine di Volt fino a
6000 V.
Alcuni diodi (a “valanga controllata”) sono costruiti in
modo da poter sopportare, entro dati limiti di
corrente, tensione e di durata, le condizioni di
breakdown.
3
1
E
I
E
Diodi di potenza
I
i
Catodo
A
Diodi di potenza
Sezione di un diodo a giunzione pn
Simbolo e caratteristica statica
Anodo
4
1
K
+ vi
BVKA
Resistenza
ohmica
IR
VKN
La sezione varia secondo la corrente che deve circolare
v
Lo strato n-, chiamato regione di drift e assente nei diodi di
segnale, è tanto più largo quanto maggiore è la tensione
inversa da sostenere
Breakdown
a valanga
1
Elettronica Industriale
5
1
-9.1-
6
Ott.1998 - Luigi Malesani
E
I
E
Diodi di potenza: Commutazioni
i
Circuito di prova per le forme d’onda
e per i tempi di commutazione
Commutazioni
di R /dt
diF /dt
IL
Q rr=I rr t rr /2
IR
K
i
+
VR
A
Diodo
in prova
v
+
IL
t Rf
0.25 I rr
VFp
Von
iT
t
VR
VR
7
t Fd
S=
Vrr
t rd
t ri
8
1
I
E
Diodi di potenza Schottky
Elementi rilevanti:
I
Anode
p
• overshoot di tensione al turn-on dovuta all’induttanza
del wafer di silicio e delle connessioni; tale overshoot
cresce al crescere della di/dt
p
n
Contatti metallici
n+
• corrente di recovery al turn-off: le cariche in eccesso
nella regione di drift devono essere rimosse prima
che la giunzione possa essere contropolarizzata. Tale
rimozione avviene grazie alla ricombinazione e
all’azione della corrente negativa.
Struttura: viene depositato un film metallico sullo strato ndel semiconduttore, il film è l’elettrodo positivo e il
semiconduttore è il catodo.
• la tensione rimane quella dello stato on finchè vi sono
portatori in eccesso, poi la giunzione diventa
contropolarizzata e la tensione sale rapidamente
Caduta in conduzione diretta ridotta rispetto ai diodi a
giunzione pn.
VKN è tipicamente di 0.3-0.4 V perdite di conduzione
molto ridotte.
Cathode
9
1
Diodi di potenza Schottky
1
I
E
I
Per un diodo di potenza, un esempio di specificazione
dei limiti massimi assoluti può essere:
- Absolute maximum ratings, TC=25 °C (unless
otherwise specified)
Overshoot alla commutazione molto ridotti rispetto ai
corrispondenti diodi al silicio di potenza a giunzione
pn perchè non hanno portatori di minoranza che
devono essere iniettati al turn-on ed estratti al turn-off
Peak repetitive reverse voltage
Working peak reverse voltage
DC blocking voltage
Average rectified forward current
(TC=117 °C)
Per contro, la massima tensione inversa di breakdown
BVKA è minore. I limiti massimi dei dispositivi
commerciali non superano 200 V.
11
10
Diodi di potenza: Limiti Massimi
Tempi di commutazione molto ridotti rispetto ai
corrispondenti diodi al silicio di potenza a giunzione
pn perchè non hanno portatori di minoranza che
devono essere iniettati al turn-on ed estratti al turn-off
1
t rd
t rr
1
E
t
t ri
v
t Fr
E
IR
I rr
Diodo
ideale
I
1
-9.2-
VRRM
VRWM
VR
IF(AV)
1000 V
1000 V
1000 V
30 A
12
E
I
E
Diodi di potenza: Specifiche
Per un diodo di potenza, come per gli altri dispositivi,
il costruttore specifica tre tipi di dati:
- “limiti massimi assoluti” (“absolute maximum
ratings”) valori che non devono essere superati
per non danneggiare il componente.
caratteristiche ((“characteristics”)
characteristics ) che
- “caratteristiche”
comprendono sia valori minimi e/o massimi, in
ben precise condizioni di funzionamento e di
temperatura, che si garantisce non vengano
superati, sia valori tipici.
- “curve tipiche” (“typical performance curves”) che
mostrano l’influenza delle variazioni delle condizioni
di funzionamento sui vari parametri del dispositivo.
1
E
I
Diodi di potenza: Limiti Massimi
Repetitive peak surge current
IFSM
60 A
(square wave, 20 kHz)
Nonrepetitive peak surge current IFNRSM 300 A
(halfwaave, 1 phase, 60 hz)
125 W
Maximum power dissipation
PD
Avalanche energy
EAVL 20 mJ
Operating and storage
temperature
TSTG, TJ -65 to +125 °C
13
14
1
I
E
I
Diodi di potenza: Caratteristiche
Esempio di specificazione:
caratteristiche garantite
VF at IF =30 A, TC =25 °C
VF at IF =30 A, TC =150 °C
IR at VR =800 V, TC =25 °C
IR at VR =800 V
V, TC =150 °C
C
trr at IF =1 A, dIF/dt =100 A/μs
RθJC
1
Max
Max
Max
Max
Max
Max
valori indicativi:
trr at IF =30 A, dIF/dt =100 A/μs Typ
tri at IF =30 A, dIF/dt =100 A/μs Typ
trd at IF =30 A, dIF/dt =100 A/μs Typ
CAMPI DI APPLICAZIONE
DEI DISPOSITIVI DI POTENZA
1.8 V
1.6 V
500 μA
1 mA
110 ns
1.2 °C /W
150 ns
90 ns
45 ns
E
15
16
1
I
E
I
Substrato N+
PROCESSO DI FABBRICAZIONE
BIPOLARI DI POTENZA
TECNOLOGIA PLANARE
X
N+
N+
~ 600 μm
ρ ~ 10 mΩ • cm
1
17
1
-9.3-
18
E
I
E
I
Ossidazione iniziale
Crescita epitassiale strati N e N-
SiO2
Bassa Tensione ~ 100 V
X
N-
N
~ 15 μm
N-
ρ ~ 5 Ω • cm
N
N
Xossido ~ 1 μm
Alta Tensione ~ 1000 V
N+
X
N-
~ 80 μm
N+
ρ ~ 80 Ω • cm
19
1
E
20
1
I
E
I
Formazione anello di bordo
Fotolitografia
Photoresist
P
NMascheratura
e attacco
N
diffusione in
ambiente ossidante
N+
21
1
E
22
1
I
E
I
Formazione base
P
P+
N-
impianto ionico P
(boro o alluminio)
N
N+
P
N-
Formazione emettitore
P
fototecnica base
P+
++
N- N
fototecnica
emettitore
N
i
impianto
i t ionico
i i P+
N
i
impianto
i t ionico
i i N++
N+
xj ~ 10 μm
Cs ~ 1018 at/cm3
N+
xj ~ 5 μm
Cs ~ 1020 at/cm3
1
23
1
-9.4-
24
E
I
E
I
Riduzione spessore e metallizzazione retro
Contatti e metallizzazione
AlSi
P
P+
P
++
N- N
N
P+
++
N- N
X ~ 400 μm
N
Xmetal ~ 3 μm
N+
N+
metal TiNiAu
25
1
E
26
1
I
E
I
BJT: Componente bipolare, chiamato così perchè la
corrente è determinata sia dal flusso dei portatori di
maggioranza che di minoranza
Sezione di un transistor npn con emettitori e
basi interallaciati
BJT: Componente controllato in corrente
Power BJT: lo spessore della base dovrebbe essere il
più piccolo possibile per avere buona amplificazione
e più grande possibile per sostenere maggiore
tensione inversa.
Power BJT: realizzati con tanti emettitori e basi
interconnessi per ridurre l’effetto di concentrazioni di
corrente localizzate che provocano il breakdown
secondario. Questo layout riduce anche la resistenza
ohmica parassita e quindi la dissipazione.
27
1
E
28
1
I
E
I
Transistori Bipolari (BJT) di potenza
Simboli
Collettore
1.5 - Transistori Bipolari
(
(connessione
i
Darlington)
D li t )
B
Base
E
29
1
-9.5-
C
B
Base
1
Collettore
C
E
Emettitore
Emettitore
BJT
npn
BJT
pnp
30
E
I
E
Transistori Bipolari npn di potenza
in connessione Darlington
I
BJT di potenza: Caratteristiche statiche
Caratteristiche statiche (IC, VCE) param. IB
Simbolo
Saturazione
IC
Collettore
C
Breakdown
secondario
Breakdown
primario
T1
B
D2
Base
IB crescente
IB
T2
D1
IB <0
Regione attiva
E
IB =0
0
Emettitore
0
31
1
E
I CEO
BV SUS
BV CEO
BV CBO
V CE
32
1
I
E
I
Guadagno di corrente β=IC/IB in zona attiva
Caratteristiche statiche (IC, VCE) param. IB
Diagramma espanso nella zona di saturazione
IC
Saturazione
"forte" ("hard")
Quasi - saturazione
IC
Breakdown
secondario
atan( I C / IB )
IB
β
IB crescente
~
= I C /IB
IB
1/R D
Regione attiva
0
0
V CE
I CEO
1
E
IC
33
34
1
I
E
I
BJT di potenza: Commutazioni
BJT di potenza: Commutazioni
Commutazioni
I B on
iB
Diodo
ideale
IL
VBE on
t ri
t don
E
C
RB
+
vBB
vCE
B
iB
I B off
vBE
+
vBE
t fv
t swon
t rv
t sat
E
t fi
t
VBE off
t swoff
vCE
IL
E
-
iC
VCE sat
iC
t
1
35
1
-9.6-
36
E
I
E
Power dissipation
Ptot
150 W
Junction temperature
Tj -65,+150 W
2500 VRMS
Insulation voltage (t=1 mn)
Vins
Screw torque (mounting terminals)
15 kg ·cm
Junction-case thermal resistance Rth (j-c) 0.83 °C/W
Per un BJT di potenza, un esempio di specificazione
dei limiti massimi assoluti può essere:
- Absolute maximum ratings (TC=25 °C)
Collector-emitter voltage
VCEO
C ll t
Collector-emitter
itt voltage
lt
VCEX
(VBE =-2.5 V)
Emitter-base voltage
VEBO
Collector current
IC
ICM
Collector current (tp ≤ 5ms)
Base current
IB
IBM
Base current (tp ≤ 5ms)
450 V
700 V
7V
30 A
60 A
8A
30 A
37
1
E
38
1
I
E
BJT di potenza: Caratteristiche
ICEX @ Tj=25 °C, VCE= VCEX,
VBE=-2.5 V
ICEX @ Tj=125 °C, VCE= VCEX,
VBE=-2.5 V
Min
450
50 V
Min
Max
7V
30 V
Max
0.4 mA
Max
4 mA
1
E
DYNAMIC CHARACTERISTICS
fT @ Tj=25 °C, f=1 MHz, IC=1 A,
Typ
VCE=10 V
C22b @ Tj=25 °C, f=1 MHz,
Typ
VCE=10 V
SWITCHING CHARACTERISTICS
- Switching times on resistive load
ton @ Tj=25 °C, VCC=150 V, IC=20 A,
Typ
IB1=- IB2=4 A
Max
ts @ Tj=25 °C, VCC=150 V, IC=20 A,
Typ
IB1=- IB2=4 A
Max
1
39
1
I
Max
1 mA
Max
8 mA
Max
2 mA
ON CHARACTERISTICS
VCE sat @ Tj=25 °C, IC=20 A,
IB=4 A, pulsed tp<300μs d<2% Max
VCE sat @ Tj=25 °C, IC=30 A,
VBE sat @ Tj=25 °C, IC=20 A,
I
1.5 V
3.5 V
1.6 V
E
40
I
tf @ Tj=25 °C, VCC=150 V, IC=20 A,
Typ
IB1=- IB2=4 A
Max
- Switching times on inductive load
ts @ Tj=25 °C, VCC=300 V, VBB=-5 V,
IC=20 A
A, IBend=4 A
A, LB=1.5μΗ
=1 5μΗ Typ
ts @ Tj=100 °C, VCC=300 V, VBB=-5 V,
IC=20 A, IBend=4 A, LB=1.5μΗ Max
tf @ Tj=25 °C, VCC=300 V, VBB=-5 V,
IC=20 A, IBend=4 A, LB=1.5μΗ Typ
tf @ Tj=100 °C, VCC=300 V, VBB=-5 V,
IC=20 A, IBend=4 A, LB=1.5μΗ Max
5 MHz
500 pF
0.55 μs
1 μs
1.5 μs
3 μs
ICER @ Tj=25 °C, VCE= VCEX,
RBE=5 Ω
ICER @ Tj=125 °C, VCE= VCEX,
RBE=5 Ω
IEBO @ Tj=25 °C, IC= 0 A,
VBE=-5 V
Per un BJT di potenza, un esempio di specificazione
delle caratteristiche garantite e tipiche può essere:
OFF CHARACTERISTICS
BVCEO sus @ Tj=25 °C, IB=0 A,
0 A,, L=25
5 mH
IC=0.2
BVEBO sus @ Tj=25 °C, IC=0 A,
IE=100 mA
I
BJT di potenza: Limiti Massimi Assoluti
BJT di potenza: Limiti Massimi Assoluti
41
1
-9.7-
0.3 μs
0.8 μs
3 5 μs
3.5
5 μs
0.08 μs
0.4 μs
42
E
I
E
I
Struttura del PMOS
Polysilicio
Metal
Ossido di Gate
Dielettrico
1.6 - MOSFET di potenza
N-
P
P+
N++
N+
43
1
E
44
1
I
E
Struttura 3D del PMOS
I
Wc
N-
P
P+ N++
N+
Lc
N-
P
P+
N+
1
Il source è costituiti da molte aree connesse in parallelo e
circondate dalle regioni di gate. Ciò serve a massimizzare
la larghezza delle regioni di gate e quindi il guadagno.
N++
45
E
1
I
E
Simulazione 2D di una cella PMOS
MOSFET di potenza
46
I
1μm
1014
1
1017
at/cm3
Il gate è isolato dal body da uno strato di ossido, quindi non
ci può essere iniezione di cariche minoritarie dal gate, e non
sembrerebbe quindi possibile la circolazione di corrente
drain-source.
1020
47
1
-9.8-
48
E
I
MOSFET di potenza
E
I
MOSFET di potenza
Tuttavia, l’applicazione di una tensione che polarizza
positivamente il gate rispetto al source converte la superficie
di silicio sotto l’ossido che isola il gate in uno strato n-, detto
canale, connettendo così il source al drain e consentendo la
circolazione di una corrente significativa.
Per minimizzare il rischio che il transistor parassita si
accenda, la regione del body è cortocircuitata al source
tramite uno strato di metallizazione (body-source short).
Questo strato aumenta la conduttività della regione di drift
formando un accumulo di cariche che aiuta a minimizzare la
resistenza in on; inoltre tende ad aumentare il raggio di
curvatura della regione di svuotamento (depletion layer).
49
1
E
50
1
I
E
I
MOSFET di potenza
MOSFET di potenza
Simboli
Simboli
col diodo integrale messo in evidenza
Drain
Drain
Drain
D
D
G
G
D
G
Gate
Gate
Drain
D
G
Gate
Gate
S
S
S
S
Source
Source
Source
Source
MOSFET
a canale n
MOSFET
a canale p
MOSFET
a canale n
MOSFET
a canale p
51
1
E
52
1
I
E
I
MOSFET di potenza: Caratteristiche statiche
MOSFET di potenza: Caratteristiche statiche
Caratteristiche statiche (ID, VDS) param. VGS
Caratteristica di trasferimento (ID, VSG)
in regione attiva
ID
Regione
ohmica
Regione
attiva
ID
effettiva
VGS crescente
V GS
linearizzata
interdizione
V GS < V GS th
I DSS
0
0
0
0
I DSS
1
BV DSS
V DS
53
1
-9.9-
V GS th
V GS
54
E
MOSFET di potenza: Applicazioni
I
E
I
MOSFET di potenza: Commutazioni
Caratteristiche dei MOSFET di potenza, usati come
interruttori a conduzione inversa:
Pilotaggio molto semplice;
intrinsecamente più veloci degli altri dispositivi di
potenza
pote
a ma
au
un pò p
più
ù costosi
costos e p
più
ù se
sensibili
sb a
alle
e
sovratensioni.
Diodo
ideale
+
Cadute in conduzione maggiori, specie con
dispositivi per alte tensioni.
E
+
vGG
Capacità Equivalenti
Drain
D
CGD
Gate
G
CDS
CGS
G
S
-
55
E
D
RG
-
Limiti di correnti e tensioni
da pochi Ampere fino a 100 A
da poche decine di Volt fino a circa 1500 V.
1
IL
56
1
I
E
I
I mosfet di potenza sono
intrinsecamente più veloci dei
dispositivi bipolari perchè non
hanno portatori minoritari in
eccesso che devono essere
rimossi alle commutazioni. Le
uniche
i h cariche
i h iin gioco
i
sono
quelle relative alle capacità
parassite.
S
Source
MOSFET
a canale n
La capacità drain-source
influenza limitatamente le
commutazioni.
57
1
E
58
1
I
E
I
Commutazioni
vGG
vGS (I L )
vGS th
vGS
vGS
iG
vGG
t don
t ri
t swoff
t swon
vDS
1
Le capacità variano, però Cgs può essere assunta costante
in prima approssimazione. Le variazioni di Cgd invece sono
maggiori; si possono però assumere i due valori discreti
indicati in figura.
59
iD
1
-9.10-
t
iG
t fv
t rv t fi
E
vDS
t doff
iD
VDS on
IL
iD
t
60
E
I
E
I
Commutazioni
Nella fase flat, l’intera corrente iG scorre nella capacità CGD e
la tensione VGS resta al valore necessario per mantenere la
corrente iD. Quando VDS raggiunge il valore “on”,la VGS
riprende la sua crescita esponenziale.
61
1
E
62
1
I
E
MOSFET di potenza: Specifiche
Per un MOSFET di potenza, un esempio di
specificazione dei limiti massimi assoluti può
essere:
Anche per i MOSFET di potenza si specificano tre
tipi di dati: limiti massimi assoluti (absolute
maximum ratings), caratteristiche
(characteristics), curve tipiche (typical
performance
f
curves)) ((si vedano le definizioni
f
date
trattando dei diodi di potenza).
- Absolute maximum ratings
Continuous Drain Current
(VGS=10 V, TC=25 °C)
Continuous Drain Current
(VGS=10 V, TC=100 °C)
Pulsed Drain Current
(repetitive rating) (1)
63
1
E
16 A
ID
10 A
IDM
64 A
64
E
I
MOSFET di potenza: Caratteristiche
MOSFET di potenza: Limiti Massimi
Per un MOSFET di potenza, un esempio di
specificazione delle caratteristiche garantite e
tipiche può essere:
Power Dissipation (TC=25 °C)
PD25 280 W
Linear Derating Factor
DF
2.2 W / °C
± 20 V
Gate to Source Voltage
VGS
1000 mJ
Single Pulse Avalanche Energy(2)EAS
16 A
Avalanche Current (1)
IAR
Repetitive Avalanche Energy (1) EAR
28 mJ
Peak Diode Recovery dv/dt (3) dv/dt 3.0 V/ns
Operating Junction and Storage
Temperature Range
TJ, TSTG -55/+150 °C
Soldering Temperature (for 10 s,
1.6 mm from case)
300 °C
Mounting Torque (6-32 or M3 screw)
1.1 Nm
ID
1
I
1
I
MOSFET di potenza: Limiti Massimi
- Thermal resistance
RθJC Junction to Case
Max 0.45
0 45 °C
C /W
RθCS Case to Sink, Flat, Greased
Surface
Typ 0.24 °C /W
Max 40 °C /W
RθJA Junction to Ambient
65
1
-9.11-
- Electrical characteristics @ TC=25 °C (unless
otherwise specified)
Min. 600 V
BVDSS @ VGS=0V, ID =250 μA
66
E
I
E
I
ΔBVDSS/ΔΤJ @ TJ=25 °C,ID=1 mA Typ 0.83 V/ °C
RDS(on) @ VGS=10 V, ID=9.6 A (4) Max 0.40 Ω
Min/Max 2/4 V
VGS(th) @ VDS=VGS, ID=250 μA
gfs (Forward transconductance)
Min 13 S
@ VDS=50 V,ID=9.6 A (4)
IDSS @ VDS=600 V
V, VGS=0 V
Max 100 μA
A
IDSS @ VDS=480 V,
Max 500 μA
VGS=0 V, TJ=125 °C
IGSS Gate to Source Forward Leakage
Max 100 nA
@ VGS=20 V
IGSS Gate to Source Reverse Leakage
Max -100 nA
@ VGS= -20 V
QG
QGS
QGD
td(on)
tr
td(off)
tf
LD
LS
67
1
E
I
68
I
trr
Typ 3900 pF
Typ 440 pF
Typ 98 pF
Qrr
ton
69
E
Typ 19 ns
Typ 54 ns
Typ 110 ns
Typ 56 ns
Typ 5 nH
Typ 13 nH
E
- Source-Drain (Body Diode) Ratings and
Characteristics
Continuous Source Current Max 16 A
IS
Max 64 A
ISM Pulsed Source Current
VSD Diode Forward Voltage @ VGS=0 V,
Max 1.8 V
IS=16 A, TJ=25 °C
1
Max 210 nC
Max 26 nC
Max 110 nC
1
CISS @ VGS=0 V, VDS=25 V,
f=1 MHz
COSS @ as above
CRSS @ as above
@ ID=16 A, VDS=360 V,
VGS=10 V
@ as above
@ as above
@ E=300 V,, ID=16 A,,
RG=4.5 Ω, RD=18 Ω
@ as above
@ as above
@ as above
Reverse Recovery Time @ IS=16 A,
Max 920 ns
TJ=25 °C, di/dt=100 A/μs
Typ 610 ns
Reverse Recovery Charge
@ as above
Max 9.9 μC
Typ 6.6
6 6 μC
Forward Turn-On Time: intrinsic turn-on time
is negligible, turn on is dominated by LS+LD
70
1
I
E
I
Struttura PMOS
S
D
G
1.7 - IGBT
G
P+
N-
S
N+
1
D
71
1
-9.12-
72
E
I
S
G
Struttura IGBT
E
I
D
Mosfet, transistors e resistori che compongono lo
schema equivalente
D
P+
p+
n-
G
N-
p
N+
G
P++
S
n+
S
D
La principale differenza rispetto al mosfet è lo strato aggiuntivo
P+ che formail drain dell’IGBT. Questo forma una giunzione pn
che inietta portatori minoritari nella regione drain del mosfet (N )
73
1
E
74
1
I
E
Flusso dei portatori
Struttura IGBT
E
-
+
+
stato ON VG > VT VCE > 0
G
+
+
I
C
-
+
+
+
N-
G
P++
E
C
All’accensione avviene quanto descritto per il mosfet nella
zona gate-source, ma in aggiunta vi è un’iniezione di lacune
dalla zona P+ alla zona N- secondo molti percorsi che
interessano tutta l’area del semiconduttore.
Questa struttura ha un tiristore parassita, lo strato di
metallizzazione che cortocircuita il body ed il source serve a
minimizzare la probabilità di accensione del tiristore parassita.
75
1
E
1
I
E
βPNP =
L’IGBT é un dispositivo a conduzione “mista”
IC
C IB
=
ICE
Le caratteristiche di uscita sono determinate
dal guadagno del PNP
(bassa resistenza di uscita alle alte tensioni)
IB
IC
Imos
76
I
ICE = IC + Imos
ICE = Imos (1+βPNP)
Imos
G
Le caratteristiche di ingresso sono analoghe
a quelle dei MOS di potenza
(pilotaggio in tensione)
IC
E
1
77
1
-9.13-
78
E
I
E
Mosfet, transistors e resistori che compongono lo
schema equivalente
I
IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)
Simboli
Collettore
Collettore
C
C
G
G
Gate
Gate
E
E
Emettitore
Emettitore
Simboli alternativi di
IGBT
a canale n
79
1
E
I
Buffer layer
80
1
E
IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)
I
Collettore
Struttura interna equivalente
La regione N+ viene chiamata buffer
layer; essa inietta portatori di carica
nella regione di deriva,
debolmente drogata, aumentandone
la conduttività e migliorando il tempo
di commutazione.
C
BJT
pnp
MOSFET
Canale n
Gate
G
La presenza dello strato N+ altera
la distribuzione del campo elettrico
da triangolare a trapezoidale,
consentendo così un minor
spessore della regione di drift e
quindi minor resistività.
Questo si traduce in minor perdite
in conduzione.
BJT
npn
Resistenza
di t ib it
distribuita
del body
E
Emettitore
81
1
E
1
I
La caduta di tensione sulla resistenza del body tende a
polarizzare positivamente la giunzione base emettitore del
transistor parassita npn. Se questo si accende, avviene il
fenomeno chiamato latch-up; il dispositivo funziona come un
tiristore e il gate non ha più controllo sulla corrente di drain.
82
E
I
IGBT
IGBT
Caratteristiche statiche (IC, VCE) param. VGE
Caratteristica di trasferimento (ID, VSG)
in regione attiva
IC
IC
effettiva
VGE crescente
V GE
linearizzata
interdizione
V GE < V GE th
BV CER
0
0
1
I CES
BV CES
V CE
0
0
83
1
-9.14-
I CES
V GE th
V GE
84
E
I
E
IGBT
IGBT – Trend di sviluppo (dati Mitsubishi ’07)
I
Miglioramenti della caratteristica di uscita (dati Mitsubishi ’98)
85
1
E
IGBT – tecnologia planare e trench
Nella tecnologia trench, il canale è verticale, la dispersione della
corrente è minore, la resistività è minore, è possibile realizzare
ISPSD ‘06
delle celle più strette
1
E
86
1
I
E
87
IGBT – Trend di sviluppo (dati Mitsubishi ’07)
88
1
I
E
I
IGBT
IGBT
Commutazioni
vGG
+V GG M
IL
vGG
t
t don
t ri
E
iG
t fv
t rv
t swon
C
RG
+
vGE
iG
-V GG m
+
vGG
vGE
vGE (I L)
vGE th
Diodo
ideale
-
I
vCE
G
E
t fi
t doff
iC
iC
E
-
iC
t swoff
vCE
IL
I C tail
VCE on
t
1
89
1
-9.15-
90
IGBT package
E
I
E
I
IGBT: Specifiche
Modulo
Anche per gli IGBT si specificano tre tipi di dati: limiti
massimi assoluti (absolute maximum ratings),
caratteristiche (characteristics), curve tipiche
(typical performance curves) (si vedano le
definizioni
f
date trattando dei diodi di potenza).
)
Press pack
91
1
E
I
IGBT: Dati tecnici
92
1
E
I
Per la spiegazione dei dati
tecnici vedere il file
APPLYING IGBT
1.8 - SCR
93
1
E
94
1
I
E
I
SCR (Silicon Controlled Rectifier)
Simboli
Schema interno equivalente
derivato dalla struttura a quattro strati pnpn
Anodo
Anodo
A
A
Gate
BJT
npn
n
G
K
K
Catodo
Catodo
Gate
A
p
p
Gate
Anodo
A
A
G
G
Anodo
Anodo
G
p
Gate
n
BJT
pnp
n
n
BJT
pnp
p
p
G
Gate
BJT
npn
n
K
Catodo
K
Catodo
K
Catodo
Simboli alternativi dell'SCR
1
95
1
-9.16-
96
E
I
E
I
Schema interno equivalente
derivato dalla struttura a quattro strati pnpn
Caratteristiche statiche (IA, VAK) param. IG
IA
I G >0
I G1
IH
I G2
I G =0
BV RO
0
0
BV FO
97
1
E
V AK
98
1
I
E
I
Circuito di prova per illustrare
l’innesco ed il comportamento bistabile
Punti di equilibrio con IG = 0
RL
+
Con IG = 0 vi sono
due punti (P1 e P3)
di equilibrio stabile
ed uno (P2) di
equilibrio instabile
IA
E
-
IA
E/R L
Equilibrio
E
ilib i
instabile
I G >0
A
I G1 I G2
IH
G
IG
+
P2
I G =0
BV RO
0
K
vGK
Equilibrio
stabile
P1
P3
0
-
E
99
1
E
BV FO
1
I
100
E
I
Condizione di interdizione P3 (IG = 0)
Innesco (con IG = IG1 > 0)
Il punto P3
corrisponde alla
INTERDIZIONE
(alta tensione VAK
e piccola
corrente IA)
Per causare
l’INNESCO
dell’SCR si manda
in gate una
adeguata corrente
IG > 0 (ad es. IG1 )
IA
E/R L
Interdizione
(equilibrio
stabile)
I G >0
I G1 I G2
IH
Innesco
(equilibrio
stabile con
IG =I G1 >0)
P1
I G >0
I G1 I G2
I G =0
BV RO
0
0
0
P3
E
IA
E/R L
IH
I G =0
BV RO
1
V AK
BV FO
V AK
0
E
1
101
-9.17-
BV FO
V AK
102
E
I
E
Innesco (con IG = IG1 > 0)
In tali condizioni,
l’unico punto
di equilibrio
possibile
ibil
è P1
IA
E/R L
Condizione di conduzione P1 (IG = 0)
L’SCR rimane in
CONDUZIONE,
in P1 (alta corrente
IA e piccola
tensione VAK)
anche quando si
torna a IG = 0
Innesco
(equilibrio
stabile con
IG =I G1 >0)
P1
I G >0
I G1 I G2
IH
I
I G =0
BV RO
IA
E/R L
Conduzione
(equilibrio
stabile con
I G = 0)
P1
I G >0
I G1 I G2
IH
I G =0
BV RO
0
0
0
E
BV FO
V AK
0
E
1
1
103
E
BV FO
I
V AK
104
E
I
Schema interno equivalente di principio
corrispondente alla struttura distribuita dell’SCR
Anodo
Diodo ideale
A
Ld
BJT
pnp
Gate
G
Rn
Rp
Rn
+
v AA
-
Rp
IA
IL
A
G
IG
BJT
npn
+
vGK
K
-
K
Catodo
1
1
105
E
I
106
E
I
Commutazioni
i A ,i G
iA
di F /dt
iG
di R /dt
t don t Fr
vAK , vAA
IL
iG
iA
iA
Q rr=I rr t rr /2
0.25 I rr
t
I rr
t pps
t Rf
t ri
1.9 - GTO
t rd
vAA
vAA
t rr
vAK
VF
Von
dvF/dt
vAA
vAK
vAK
t
VR
vAA
vAK
Vrr
VR
vAK
t off
1
1
107
-9.18-
108
E
I
E
I
GTO (Gate Turn Off thyristor)
Simbolo
Struttura a quattro strati pnpn
Anodo
A
G
Note:
• la struttura altamente interdigitata gate-catodo favorisce il
turn-off
• i catodi appaiono come isole direttamente a conattto col
metallo
• le regioni n+ dell’anodo facilitano la rimozione delle lacune in
eccesso in n-, riducendo il tempo di storage durante il turn-off
Gate
K
Catodo
1
1
109
E
I
E
I
Caratteristiche statiche (IA, VAK) param. IG
Punti di equilibrio con IG = 0
Come per l’SCR,
con IG = 0 vi sono
due punti (P1 e P3)
di equilibrio stabile
ed uno (P2) di
equilibrio instabile
IA
I G3 <0
I G >0
I G1 I G2
I G =0
IH
BV RO
BV FO
IA
E/R L
V AK
Equilibrio
stabile
P1
I G3 <0
Equilibrio
instabile
I G >0
I G1 I G2
I G =0
IH
BV RO
0
0
P2
0
P3
0
E
111
1
E
BV FO
V AK
1
I
112
E
I
Condizione di conduzione P1 (IG = 0)
Spegnimento mediante comando IG = IG3 <0
Se il GTO è in
CONDUZIONE,
nel punto di
q
equilibrio
stabile P1
con IG = 0.....
IA
E/R L
portando IG ad un
valore negativo IG
= IG3 <0, l’unico
punto p
p
possibile di
funzionamento è
P4 (interdizione)
Conduzione
(equilibrio
stabile con
I G = 0)
P1
I G3 <0
I G >0
I G1 I G2
I G =0
IH
BV RO
Interdizione
(equilibrio
stabile)
I G3 <0
I G >0
I G1 I G2
I G =0
P4
0
0
E
IA
E/R L
IH
BV RO
0
1
110
BV FO
0
V AK
E
1
113
-9.19-
BV FO
V AK
114
E
I
E
I
Condizione di interdizione P3 (IG = 0)
Schema interno equivalente di principio
corrispondente alla struttura distribuita del GTO
Quando si torna
ad IG = 0, il GTO
rimane
INTERDETTO nel
punto di equilibrio
stabile P3
Anodo
IA
A
Interdizione
(equilibrio
stabile)
E/R L
I G3 <0
BJT
pnp
I G >0
I G1 I G2
Gate
I G =0
IH
G
Rp
BV RO
0
P3
0
E
BV FO
V AK
Rp
Rp
BJT
npn
K
1
E
Catodo
1
115
I
116
E
I
Commutazioni
Snubber di
accensione
vGK
IL
+
E
-
A
-
G
+
vGK
-
+
VGGN
-
1
K
IL
Cs
iA
Snubber di
spegnimento
iG
vGGN
t swon
t
t tail
iG
t sat t fi t GKbrk
vAK
dv
iA
AK
dt
VAKon
vAK
vGK
i A tail
iA
t
1
117
E
vGK
E
vAK
+
VGGP
I GBP
vGGN
t don
IA
IG
I GM
iG
Ls
I
118
E
I
TRIAC (Triode AC thyristor)
Simbolo
Terminale 1
1.10 - TRIAC
MT 2
G
Gate
MT 1
Terminale 2
1
1
119
-9.20-
120
E
I
E
I
Caratteristiche statiche
(IMT2, VMT2MT1) param. IG
Circuito di applicazione tipica
in Corrente Alternata con carico Induttivo-Resistivo
I MT2
I G =0
Carico
I G > I GT1+
I G < I GT1-
LL
I G =0
I H1
BV O
0
BV O
I H3
V MT2MT1
I MT2
MT2
G
I G < I GT3-
I G =0
RL
+
v AC
-
0
IG
I G > I GT3+
+
vGMT1
R SN
C SN
CS
+
VMT2MT1
-
MT1
-
Snubber
I G =0
1
E
1
121
I
122
E
I
Andamenti tipici di corrente e tensione
con carico Induttivo-Resistivo in CA
Commutazione allo spegnimento
vAC
α
i MT2
-di/dt
t
i MT2
i MT2
vMT2MT1
Von
vAC
vAC
commutazione di
spegnimento
vMT2MT1
t
t
vMT2MT1
dv/dt
vMT2MT1
vAC
oscillazione di
sovratensione
1
-dv/dt
1
123
E
I
124
E
I
IGCT (Integrated Gate Commutated thyristor)
1.10 - IGCT
Struttura del GTO, del
diodo di potenza e
dell’IGCT
1
1
125
-9.21-
126
E
I
E
Nello stato on, un GCT si comporta come un SCR o un GTO
Nello stato off, la giunzione gate-catodo e’ contropolarizzata,
non e’ interessata da circolazione di corrente che passa tutta
attraverso il gate.
1
Il tempo di storage e’ fortemente ridotto
La connessione serie di GCT e’ piu’ facile
L’IGCT puo’ spegnere alte correnti anche senza snubber
1
127
E
I
GTO structure
IGCT structure
I
128
E
I
BUFFER
LAYER
Distribuzione
d l campo
del
elettrico
Con l’anodo emettitore sottile, parte degli elettroni TRANSPAREN
si ricombinano sulla superificie metallica di
T EMITTER
contatto senza generare lacune.
ABB ‘97
1
E
1
129
I
E
130
Perdite di conduzione
IGCT
1
1
131
-9.22-
I
IGBT
132
E
I
E
IGCT: Dati tecnici
Perdite di commutazione
I
Per la spiegazione dei dati
tecnici vedere il file
APPLYING IGCT
IGCT
IGBT
1
1
133
E
I
134
E
I
Tendenza di sviluppo dei semiconduttori di potenza
Evoluzione dei semiconduttori di potenza
• DIODO (1955)
• TIRISTORE, TRIAC (1958)
• BIPOLAR POWER TRANSISTOR (1975)
• GATE TURN OFF THYRISTOR (GTO) (1980)
• POWER MOSFET (1975)
• INSULATED GATE BIPOLAR TRANSISTOR (IGBT) ( 1985)
• INTEGRATED GATE COMMUTATED THYRISTOR (IGCT) (1996)
• SILICON CARBIDE DEVICES
1
E
1
135
Settori di applicazione dei semiconduttori di potenza
I
136
E
I
Orientamento e sviluppo dei semiconduttori di potenza
• Graduale obsolescenza dei dispositivi a controllo di fase
(tiristori e triac)
• Dominio dei semiconduttori con controllo di gate isolato
(IGBT, Power Mosfet)
• Graduale obsolescenza dei GTO ((Sostituiti dagli
g IGBT –
potenza inferiore ed IGCT – potenza superiore)
• Riduzione delle cadute di tensione in conduzione nei
power mosfet ed IGBT
• Sviluppo di componenti silicon carbide (bassissima Von)
che causeranno una nuova rivoluzione nel settore
1
1
137
-9.23-
138

02. Componenti_potenza_parte2_bn

Transcript

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