Convertitore Temperatura – Frequenza - GRIX.IT

Convertitore Temperatura Frequenza
sintesi di un progetto scolastico
Specifiche:
Rivelazione della temperatura tramite sensore a semiconduttore a
giunzione.
Temperatura di misurabile 10-100 gradi.
Guadagno ∆f/∆T=100 Hz/grado quindi con escursione della frequenza di
uscita 1Khz-10Khz.
L'autore declina ogni responsabilità per i possibili danni causati a cose e persone
dall'utilizzo delle informazioni contenute in queste pagine.
L'autore permette inoltre l'utilizzo a sopo non lucrativo di tale progetto citando pero la
fonte (indirizzo mail) dell'autore
[email protected]
Generatore di corrente
In un transistor al silicio, la tensione VBE risulta dipendente dalla temperatura con una
variazione di –2.5 mV/°C.
Si sarebbe potuto utilizzare tale caratteristica per il progetto ma non si riusciva a prevedere
il valore di tensione iniziale ai capi della giunzione pn.
Quindi questo inconveniente avrebbe portato ad una difficoltosa taratura del sistema.
Un ulteriore concetto per ricavare una misura di tensione in funzione della temperatura è
basato sulla relazione tra la tensione ai capi di una giunzione di silicio e la sua temperatura,
quando la corrente che scorre attraverso la giunzione varia tra due valori I1 e I2.
La relazione è la seguente:
ΔV =
KT  I1 
ln 
q
 I2 
dove k è la costante di Boltzmann (1.38 x 10-23 J/°K), T è la temperatura in gradi Kelvin, e
q è la carica di un elettrone (1.6 x 10-19 C).
Questa relazione mostra che la temperatura è proporzionale a ΔV, se il rapporto di corrente
rimane costante; in particolare, se I1/I2 = 10, il fattore di conversione tra temperatura e
tensione è di 199 μV/°K.
Quindi per poter fornire tale rapporto di corrente al sensore si è utilizzato il generatore
riportato di seguito.
S1
1
1
2
+VCC
RB
10k
R
10k
2
2
1
1
1
SW SPST
R2
6.8k
8
2
2
R1
82k
Vi
U1A
RA
3 +
1
2 -
2
15k
Q1
BC327
I1,I2
2
R3
270k
-VCC
Q2
2N2222
Sensore
[email protected]
2
I1 = 200 uA --> S1 = OFF
I2 = 20 uA --> S1 = ON
4
1
TL082
1
Si è scelto di far scorrere nel transistor 2N2222 (sensore di temperatura) una corrente I1 di
200 μA ed una I2 di 20 μA, sufficienti per mantenere la giunzione in zona lineare ed allo
stesso tempo piccole per non dar luogo a riscaldamenti interni della giunzione e quindi
misurare una temperatura falsata dell’ambiente circostante.
La relazione tra la corrente di uscita (Io) e la tensione applicata al morsetto non invertente
dell’ amplificatore operazionale TL082 (Vi) è:
Vcc − Vi
.
R
Io =
•
Dimensionamento delle resistenze R1, R2, R3 (R=10 kΩ)
Con l’interruttore aperto (S1=OFF),
Vcc ⋅ R3
 R1 
 ⋅ Vcc , Vi' =
Vcc − Vi ' = 
R1 + R3
 R1 + R3 
mentre con l’interruttore chiuso (S1=ON),
Vcc ⋅ R3


R3
 ⋅ Vcc , Vi ' ' =
Vcc − Vi ' ' =  1 −
R1 // R2 + R3
R1 // R2 + R3 

.
Quindi imponendo le due correnti Io1 e Io2,
Io1 = 200 μA =
Vcc ⋅ R1
R ⋅ ( R1 + R3 )
,
Io2 = 20 μA =
Vcc ⋅ R1 ⋅ R2
R ⋅ ( R1 R2 + R1R3 + R2 R3 )
si sono ricavate le espressioni di R2 e di R3 in funzione di R1:
R2 = 86,42 ⋅ 10 − 3 ⋅ R1
7
R3 = R1 .
2
Imponendo R1 = 82 kΩ, si è cercato di trovare dei valori commerciali di resistenze per R2
ed R3 in modo da avere un rapporto r di corrente il più vicino possibile a 10.
Quindi si sono ricavate R2 = 6.8 kΩ ed R3 = 270kΩ.
Con i valori di resistenze calcolati,
Vi' =
Vi' ' =
[email protected]
Vcc ⋅ R3
= 6.903V
R1 + R3
Vcc ⋅ R3
= 8.795V
R1 // R2 + R3

Io1 =

3
Vcc − Vi '
= 209.7 μA
R
Io2 =
Vcc − Vi ' '
= 20.5 μA
R
r=
209.7
= 10.23 ⇒
20.5
ΔV =
KT  209,7 
ln
 = 200.55 μV/°K → +0.779%
q
 20,5 
Dal datasheet dell’operazionale TL082 si è osservato che la tensione Vi′′ risultava troppo
vicina alla tensione di alimentazione del circuito (+9V); questo porta alla saturazione dello
stesso e quindi non garantisce la corrente minima voluta.
Per risolvere tale problema, si è inserito un partitore resistivo in modo da abbassare la
tensione di uscita dell’operazionale.
•
Dimensionamento delle resistenze RA, RB
Considerando una VBE sul transistor BC327 pari a 0.7 V, la tensione VB1 (riferita a Vcc)
quando in uscita si hanno 20.5 μA risulta di circa 0.9 V.
Affinché l’operazionale funzioni correttamente, la tensione di uscita Vo1 e Vo2 devono
essere:
V01 > 1.5 V e V02 < (Vcc – 1.5) = 7.5 V
+Vcc
Le correnti che scorrono sulle due resistenze sono:
IRb
I RA =
RB
10K
V0 − VB1
RA
, I RB =
VB1
RB
Ponendo IRA = IRB, trascurando la corrente di base IB del
transistor BC327 perchè ha un elevato hFE, si ricava
Vo
RA
15K
V01 =
VB
IRa
VB1
⋅ R A + VB1 > 1.5 V ⇒
RB
R A > 0.67 ⋅ RB
IB
Imponendo RB = 10 kΩ,
I Rb =
I C (Vcc − Vi ' ') 1
VB1
=
⋅
= 90 μA , I B =
= 133 nA
RB
hFE
R
150
Si verifica quindi che la corrente di base IB è molto minore di IRb e perciò è possibile
trascurarla.
Con tale RB si è scelto un valore di RA = 15 kΩ.
Ora con il partitore resistivo appena dimensionato i nuovi livelli di tensione all’uscita
dell’operazionale risultano
V01 = 2.25 V , V02 =
[email protected]
VB 2
⋅ R A + VB 2 = 7 V (VB2 = 2.8 V riferita a Vcc)
RB
4
che rimangono all’interno del range di funzionamento corretto del TL081.
La forma d’onda del generatore di corrente misurata, sostituendo il sensore di temperatura
con una resistenza di 1kΩ per poter effettuare con l’oscilloscopio una facile misura di
corrente, è riportata di seguito.
si può vedere che le due misure di tensione forniscono un rapporto (di corrente) di 10.23,
valore molto vicino con il rapporto previsto nel dimensionamento.
[email protected]
5
Sample & Hold
Lo stadio successivo al generatore di corrente è il sample & hold, il quale svolge due
funzioni principali:
1) estrapolare la differenza tra i due livelli di tensione presenti sul sensore di
temperatura;
2) mantenere costante (filtrare) la tensione di ingresso del VCO.
Durante la fase in cui l’interruttore S1 del generatore di corrente è chiuso (fase ‘sample’), la
corrente che scorre nel sensore è di 20.5 μA e l’interruttore S2 è posizionato come in
figura; in questo modo il condensatore C2 rimane isolato mentre la tensione su C1 si porta a
Vce1.
Durante la fase in cui l’interruttore S1 del generatore di corrente è aperto (fase ‘hold’), la
corrente che scorre nel sensore è di 209.7 μA e l’interruttore S2 (figura) è posizionato verso
il nodo Vc2 (piedini 2 e 3 di figura); in questo modo la tensione sul sensore si porta a V ce2
(>Vce1) mentre la tensione su C2 si porta al valore Vc2 = Vce2-Vce1, dato che la tensione sul
condensatore C1 si mantiene costante al valore Vce1.
S1 = OFF --> Io1 = 209,7 uA
S1 = ON --> Io2 = 20,5 uA
--> S2 = VC2
--> S2 = GND
Q1
BC327
S2
C1
2
18 nF
CD4053
3
VC2
1
C2
1 uF
Q2
2N2222
Sensore
•
Dimensionamento di C1 e C2:
Si inizia col dimensionare il condensatore C2 con il sistema nello stato di Hold (deviatore
S1 in posizione 1)
Considerando le resistenza di perdita del condensatore e la corrente di ingresso
dell’amplificatore operazionale connesso all’uscita, si è stimata ci circa 10nA la corrente
complessiva prelevata dal condensatore (stimata per eccesso)
Ora scelgo C2 di valore opportuno tale che il ripple di tensione durante la fase di Hold sia
trascurabile ad esempio considero indicativamente un valore di circa 1/100 di °C pari a
circa 1.99uV
[email protected]
6
∆vc =
1
T
*I *
C1
2
⇒
C2 ≥ I *
T
=1.25uF
2 * ∆ vc
In questo progetto è stato scelto un condensatore di 1uF che comporta una ∆vc = 2.5uV pari
a circa ad un errore dell’1,5 % di °C.
Ora per il dimensionamento del condensatore C1 si considera il sistema nella fase di
Sample.
C1 deve essere di valore tale che ad ogni ciclo riesca a ripristinare, senza eccessivo errore,
la carica persa dal condensatore C2, ma anche sufficientemente piccolo in maniera tale da
non alterare la corrente che scorre sul sensore di temperatura.
La tensione madia di carica del condensatore C1 può andare dai 0.3 ai 0,6÷0.7V
dipendente dalla temperatura di lavoro del sensore.
Nel dimensionamento si considera il valore più restrittivo (0.3V), imponendo che la
variazione della tensione su C1 sia di circa 0.1% (∆vc =0.3 mV) tele da rendere piccolo
l’errore
Si calcola la carica persa da C2
∆Qc = C 2 * ∆ vc =2.5 pQ
ore con la formula sopra, inserendo gli opportuni valori, si ricava il valore della capacità
C1
∆ Qc
C2 =
=8 nF
∆ vc
In questo progetto è stata scelta una capacità da 18nF sufficientemente maggiorata.
[email protected]
7
Multivibratore astabile con NE555
+VCC
R14
5.6 k
U3
7
CV
RST
THR
TRG
8
VCC
NE555
C4
10 nF
Vo
3
1
5
4
6
2
R15
68 k
OUT
GND
DSCHG
C5
10 nF
Per poter comandare l’interruttore del generatore di corrente e quello del sample & hold in
modo complementare, si è fatto uso del circuito integrato NE555 il quale, con un
opportuno dimensionamento delle resistenze e del condensatore, permette di ottenere in
uscita un’onda quadra alla frequenza voluta.
Dai calcoli precedenti si è visto che i valori dei condensatori dello stadio di sample & hold,
utilizzando una frequenza di 1 KHz, risultavano adeguati ad ottenere una buona carica di
hold ed allo stesso tempo una rapida risposta ai transitori di temperatura.
Quindi si è dimensionato il multivibratore astabile in modo da ottenere tale frequenza in
uscita.
•
Dimensionamento di R14, R15
Tempo di carica di C4:
T1 = ln 2 ⋅ ( R14 + R15 ) ⋅ C4 = 0.693 ⋅ ( R14 + R15 ) ⋅ C4
Tempo di scarica di C4:
Imponendo C4 = 10 nF, T =
⇒
T2 =
T2 = ln 2 ⋅ R15 ⋅ C4 = 0.693 ⋅ R15 ⋅ C4
1
= 1 ms,
f
T
= 0.5 ms = 0.693 ⋅ 10nF ⋅ R15 ⇒
2
Si è scelto quindi R15 = 68 kΩ.
Con T1 ~ T2, il valore di R14 è stato scelto pari a 5.6 kΩ.
[email protected]
8
R15 =
500µ s
= 72 kΩ
0.693 ⋅ 10nF
Tali resistenze, non avendo particolari esigenze sul duty cycle dell’onda quadra di uscita,
forniscono
T1 = 510µ s , T2 = 471µ s ⇒
f = 1019.36 Hz .
Le forme d’onda rilevate per verificare il corretto funzionamento sono riportate in figura:
Il canale 1 è la misura della tensione sul piedino di uscita N.3 dell’NE555.
Il canale 2 è la misura carica e scarica del condensatore misurata sul piedino di uscita
N.2.
[email protected]
9
Amplificatore di Condizionamento
Lo stadio che segue il sample & hold è l’amplificatore di condizionamento (figura).
+VCC
Vi
8
U1B
5 +
R
TL082
R4
18 k
4
R7
5.6 k
Vo
7
6 -
6
I
1
-VCC
RA1
100 k
TRIM 10 k
I
RA2
330 k
R5
1.8 k
3
R
U2
I
5
C6
100 nF
2
TRIM 470
LM336-2.5V/SO
Vz (2.5 V)
La tensione all’ingresso che ha un range variabile da 54.78 mV a 74.84 mV,
corrispondente ad un variazione di temperatura da 0°C a 100°C.
Ciò che si vuole ottenere in uscita all’amplificatore è una tensione di 0 V quando
all’ingresso dell’amplificatore si hanno 54.84 mV, cioè 0°C di temperatura del sensore;
questo si fa, oltre che per avere il riferimento, anche per rendere adeguata la pendenza
della retta ∆V/∆T per poter controllare facilmente il VCO.
E’ stata quindi inserita una rete di compensazione al piedino invertente, composta da un
riferimento di tensione a diodo zener (circuito integrato LM336) che assicura una tensione
di 2.5 V costanti, ed una resistenza R6.
•
Dimensionamento delle resistenze R4,R5,R6
Le correnti che scorrono sulle resistenze R4,R5,R6 sono, rispettivamente,
I1 =
V0 − Vi
R4
;
I2 =
Vi
R5
;
I3 =
VZ − Vi
.
R6
Per trovare la funzione di trasferimento V0/Vi bisognerà porre
[email protected]
10
V0 − Vi
VZ − Vi
Vi
+
=

R4
R6
R5
I1 + I 3 = I 2 
V0 = −
 1
R4
1
1 
 .
⋅ VZ + Vi ⋅ R4 ⋅ 
+
+
R6
R
R
R
5
6 
 4
Il primo termine (negativo) a secondo membro rappresenta la rete di compensazione;
quindi per poter ottenere 0 V in uscita, quando all’ingresso vengono applicati 54,84 mV, si
dovrà avere
Vi = 0  V0 = −
R4
⋅ VZ = − 548 mV
R6
dove si è decisa un’amplificazione V0/Vi pari a 10 ed una R4 = 18 kΩ.
Quindi, con VZ = 2.5 V, si è ottenuto R6 = 82 kΩ.
La configurazione utilizzata per R6 è quella di due resistenze in parallelo con in serie un
trimmer da 10 kΩ. In questo modo è possibile ottenere una variazione di resistenza del ± 6
% attorno al valore centrale di 82 kΩ (R6); quindi il parallelo delle due resistenze dovrà
fornire un valore di 82 kΩ - 5 kΩ (trimmer) = 77 kΩ.
Ciò significa, ponendo RA1 = 100 kΩ,
RA1 ⋅ RA2
= 77 kΩ
RA1 + RA 2
⇒
RA1 = 100 kΩ, RA2 = 330 kΩ.
Con una variazione di R6 da 77 kΩ a 87 kΩ, è possibile compensare la tensione di “zero”
d’ingresso con un range che va dai 51.7 mV ai 58.5 mV.
Questo range permette inoltre di compensare le eventuali tolleranze dei componenti e
l’eventuale tensione di offset dell’amplificatore operazionale.
Infine per ricavare il valore di R5 si dovrà avere
V0 = 0 
 1
R4
1
1 

⋅ VZ = 54,8mV ⋅ R4 ⋅ 
+
+
R6
R
R
R
5
6 
 4
 10 = 1 +
R4 R4
+
R5 R6
R4
R
⇒
9 − 4 = 2.05 kΩ
R6
Per la R5 si è inserita una resistenza da 1.8 kΩ in serie ad un trimmer da 470 Ω; quindi è
possibile ottenere una variazione di resistenza del ± 11 % attorno al valore centrale di 2.05
kΩ, in modo da poter regolare l’amplificazione del sistema e, anche in questo caso,
compensare le eventuali tolleranze dei componenti ( dell’amplificatore e del VCO).
In questo schema la variazione di R6 provoca anche una variazione dell’amplificazione che
deve essere quindi opportunamente compensata da una variazione di R5 .
Con il dimensionamento appena descritto è possibile ottenere tensioni di uscita in un range
da 0 mV a 200 mV (che corrisponde ad un range di temperatura da 0 °C a 100 °C).
R5 =
[email protected]
11
VCO (Convertitore tensione - frequenza)
Il convertitore tensione frequenza ha la proprietà di convertire un segnale analogico di
tensione in un’onda quadra aventi una frequenza proporzionale al segnale analogico stesso.
Lo schema scelto è il seguente:
C3
+VCC
1 nF
+VCC
5
6
8
+VCC
47 k
R8b
1.2 k
1.2 k
+
2
-
U4A
2
Vo'
1
3
U5
7
-
Vo
LM311
TL082
-VCC
R
+
4
R8a
3
4
1
Vi
8
R9
R11
1k
-VCC
8
R10
1.2 k
R9
47 k
3
1
Rp
6.8 k
S3
R12
CD4053
Vz (2.5 V)
2
2.2 k
R13
10 k
Integratore
1) S3 = OFF (come in figura), Vo' = rampa decrescente:
IC3 = IR8
⇒
I R8 =
Vi
2 = I = Vi
C3
R8
2 R8
Vi −
⇒
ΔVOFF = −
IC 3
Vi
⋅ t1 = −
⋅ t1
C3
2C3 R8
2) S3 = ON, Vo' = rampa crescente:
IC3 + IR10 = IR8
⇒
⇒
ΔVON =
IR8 - IR10 = IC3 ⇒
Vi
Vi
−
= IC 3
2 R8 2 R10
IC 3
 Vi
Vi 
⋅ t2 = 
 ⋅ t2 .
−
C3
 2C3 R8 2C3 R10 
Per il bilanciamento di carica, a regime si dovrà avere ΔVON = ΔVOFF = ΔV.
Inoltre per ottenere un’onda quadra con duty cycle del 50% si dovrà avere t1 = t2 =
[email protected]
12
T
.
2
Con tali vincoli
Vi T
1
 Vi
1
1
Vi  T
⋅
−

 ⋅ = −
−
⇒
=−
2C3 R8 2C3 R10
2C3 R8 2
2C3 R8
 2C3 R8 2C3 R10  2
1
1
−
=0
C3 R8 2C3 R10
⇒
R10 =
⇒
R8
2
Ricaviamo ora la relazione che lega la frequenza alla tensione analogica di ingresso.
Con le condizioni precedentemente fissate,
T = t1 + t2 = 2 t2 ⇒
1
∆V
= 2⋅
f
 Vi
Vi 


−
 2C3 R8 C3 R8 
⇒
f =
Vi
4 ⋅ ∆ V ⋅ C3 ⋅ R8
dove ΔV è l’ampiezza della finestra tra le due soglie di tensione del comparatore invertente
di uscita (trigger di Schmitt).
Quando S3 = OFF, l’uscita dell’integratore sarà una rampa decrescente e
contemporaneamente sarà selezionata la soglia minima del comparatore U5; quando S3 =
ON, l’uscita dell’integratore comincerà a risalire e contemporaneamente sarà selezionata la
soglia massima del comparatore.
• Comparatore invertente
Il comparatore è composto dal circuito integrato LM311, il quale, essendo dotato di uscita
‘open collector’, per il corretto funzionamento necessita della resistenza di pull-up R11.
Il valore di tale resistenza è stata scelta di 1 kΩ per rientrare nel limite di corrente massima
sopportata dall’uscita del comparatore ed inoltre per avere fronti di commutazione
dell’onda quadra di uscita abbastanza ripidi anche in presenza di eventuali carichi
capacitivi in uscita.
Per ottenere le due soglie di commutazione indipendenti dalla tensione di alimentazione
dell’intero circuito, è stato sfruttato il riferimento di tensione a diodo zener
dell’amplificatore di condizionamento.
Dimensionando opportunamente la rete resistiva composta dalle resistenze R12 ed R13, e
sfruttando inoltre il piedino ‘1’ di S3, che commuta sincrono con la tensione di uscita del
comparatore, si è fatto in modo di avere una variazione di tensione tra le due soglie di circa
2 V.
1) S3 = OFF (come in figura):
Vz (2.5 V)
R13
V+ (comparatore)
R12
[email protected]
13
V+ =
VZ ⋅ R12
= 0.4508 V
R12 + R13
V + = VZ = 2.5 V
2) S3 = ON:
⇒
ΔV = V+(S3=ON) – V+(S3=OFF) = 2.5 V – 0.4508 V = 2.049 V.
• Dimensionamento dell’integratore
Conoscendo ora l’ampiezza della finestra di tensione del comparatore e imponendo C3 = 1
nF, si è ricavato il valore di R8,
R8 =
⇒
R10 =
Vi
= 2440 Ω
4 ⋅ ∆ V ⋅ f ⋅ C3
R8
= 1.22 KΩ (trascurata la resistenza parassita di S3)
2
Si è scelto R10 = 1.2 KΩ e, visto che R8 ha valore doppio, si è utilizzata la serie di due
resistenze da 1.2 kΩ.
Ricalcolando la frequenza con i valori di resistenze appena scelti si ottengono le nuove
frequenze in tabella che risultano pienamente compensabili agendo sull’amplificazione
dello stadio di condizionamento.
Temperatura [°C]
0
10
100
Vi (VCO) [mV]
0
20
200
Frequenza [Hz]
0
1016
10168
Freq. teorica [Hz]
0
1000
10000
• Stima delle Tolleranze
ΔV comparatore
1) S3 = OFF , V+ = 450.82 mV:
La variazione che subisce V+, a causa delle tolleranze presenti nelle resistenze R12 ed R13, è
V+MAX = V+(R13 – 5%, R12 + 5%) = V+(9.5 kΩ, 2.31 kΩ) = 489 mV
V+MIN = V+( R13 + 5%, R12 – 5%) = V+(10.5 kΩ, 2.09 kΩ) = 415.01 mV
⇒
[email protected]
V+ = 450.82 ± 38 mV
14
2) S3 = ON, V+ = 2.5 V:
In questo caso V+ non subisce variazioni dalle resistenze R12 ed R13, però il suo valore
dipende dalla tolleranza del riferimento di tensione a diodo zener (LM336) molto piccola,
trascurabile.
Perciò considerando la tensione fornita dall’ LM336 precisa e costante,
ΔVMIN = 2.5 V – 489 mV = 2.011 V ,
ΔVMAX = 2.5 V – 415 mV = 2.0798 V
ΔVMAX – ΔV = 2.0798 V – 2.049 V = 0.0308 V ⇒
ΔV – ΔVMIN = 2.049 V – 2.011 V = 0.038 V ⇒
+1.5%
- 1.85%
L’errore totale commesso, considerando anche l’offset dell’ LM311, è stimabile in ±2%.
Ora considerando le tolleranze di R8, C3 e di ΔV appena calcolata, si sono ricavati i valori
minimo e massimo della tensione Vi di ingresso del VCO.
ViMAX = f ⋅ 4 ⋅ ∆ V (+ 2%) ⋅ R8 (+ 5%) ⋅ C3 (+ 5%) = 21.07 mV
ViMIN = f ⋅ 4 ⋅ ∆ V (− 2%) ⋅ R8 (− 5%) ⋅ C3 (− 5%) = 18.31 mV
Tali valori di Vi sono compensabili dai trimmer presenti nell’amplificatore di
condizionamento, in particolare agendo sul trimmer di regolazione dell’offset (R6).
Le misure effettuate su questa parte del circuito sono riportate nelle seguenti figure
[email protected]
15
Questa figura riporta:
-
Nel canale 1 la tensione delle 2 soglie di comparazione
misurata sul piedino 2 dell’LM311.
- Nel canale 2 la rampa di carica/scarica dell’integratore
Si nota che le soglie (trascurando i disturbi sovrapposti alle misurazioni) sono molto vicine
ai valori da noi calcolati.
Su questa figura è mostrato sul canale 1 la rampa di tensione presente all’uscita
dell’integratore, sul canale 2 è mostrata la tensione di uscita del comparatore LM311
[email protected]
16
[email protected]
17
Problemi riscontrati e soluzioni
Dopo aver effettuato il montaggio si sono riscontrati alcuni problemi:
1) Nel montaggio del circuito su millefori non è stato considerato il problema del
percorso di ritorno delle correnti di massa. Ciò ha provocato nei vari stadi del
circuito disturbi anche gravosi (picchi elevati sincroni alle commutazioni) che,
sopratutto nello stadio di sample/hold, saturavano e sfasavano la carica/scarica
effettiva dei condensatori.
Per risolvere questo problema si è dovuto collegare le masse in maniera opportuna
cercando di separare i vari stadi, e nei percorsi fisici dei conduttori si è fatta
attenzione ad accoppiamenti capacitivi.
2) L’amplificatore di condizionamento e l’integratore, visto che agli ingressi si
presentano tensioni molto vicine allo zero, non sono in grado di funzionare
correttamente se vengono alimentati con alimentazione singola. Per ovviare a
questo problema si è dovuto introdurre l’alimentazione duale.
3) Osservando la forma d’onda di uscita dal VCO si è visto che il duty cycle non era
prossimo al 50% ed inoltre la frequenza era minore di quella prevista. Con alcune
misure si è notato che, durante la rampa crescente in uscita all’integratore (S3 =
ON), la corrente sul ramo di scarica risultava inferiore di quella stimata; questo
perché l’interruttore presentava una resistenza interna (che è stata stimata con delle
misure) di circa 160 Ω. Per compensarla si è aggiunto in parallelo a R10 una
resistenza da 6.8 KΩ (Rp), cosicché fosse soddisfatta la condizione
R10 ⋅ RP
R
+ RS 3 = 8 .
R10 + RP
2
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Misure effettuate
Dopo aver tarato opportunamente il sistema, si sono fatte alcune misure avendo a
disposizione, come lettura di temperatura campione, una termocoppia connessa ad un tester
digitale.
Vi [mV] (amplif. di
condizionamento)
Frequenza [KHz] (uscita
VCO)
Temperatura campione [°C]
62.4
65.4
66.7
68.5
3.9
5.3
6.07
7.06
36
52.5
61.3
71.5
80
70
60
Tensione sensore
Uscita VCO
50
Curva campione
40
30
20
20
30
40
50
60
70
80
Temperatura [°C]
Dal grafico, osservando l’uscita del VCO e la curva campione, si può notare la non
sovrapposizione delle 2 rette dovuta ad una non perfetta taratura.
La taratura è stata difficoltosa perchè non si avevano a disposizione delle stabili
temperature di riferimento ed inoltre le regolazioni prevista nel circuito di
condizionamento (offset ed amplificazione) erano fra loro correlate e quindi si è dovuto
adottare un procedimento di taratura iterativo.
Nel dettaglio si può osservare che l’offset (la tensione alla temperatura di 0 °C) non è
ancora totalmente compensato e l’amplificazione (pendenza della retta “Uscita VCO) deve
essere aumentata.
Si può inoltre osservare la buona linearità dell’intero sistema costituito dallo stadio di
condizionamento e dal VCO
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